阵列天线的控制装置以及阵列天线装置的制作方法

专利名称：：阵列天线的控制装置以及阵列天线装置的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种阵列天线的控制装置以及阵列天线装置，特别是一种具有3个元件以上的实现了空间分集的多个元件的阵列天线的控制装置以及阵列天线装置。
背景技术：
：伴随着无线通信的宽带化，对笔记本式个人计算机或PCMCIA卡等用户终端中所安装的天线装置也要求高功能以及高性能。必要的功能可以例举出例如从到达的无线信号中去除多路衰减。多路衰减是指，将从一个信号源所发送的波在多个路线中传送，在接收点中信号被同振幅且反相位所抵消时，产生的电位急剧下降的现象。在室外无线基站中进行接收的情况下，通过多路线路所到达的波的角度扩张比较窄。但是，如果用户终端装置位于某个室内环境，则会产生360度全方位的多路波的到达。本说明书中所引用的先行技术的专利文献以及非专利文献如下所述。(1)日本国特许出愿公开2002-118414号公报(以下称作专利文献1。)。(2)T.Ohiraetal.，“Electronicallysteerablepassivearrayradiatorantennasforlow-costanalogadaptivebeamforming，”2000IEEEInternationalConferenceonPhasedArraySystem&Technologypp.101-104，Danapoint，California，May21-25，2000(以下称作非专利文献1。)。(3)大平孝等，“电操作寄生(ElectronicallySteerableParasitic)天线的等价权向量及其梯度的相关基本定式化”，电子信息通信学会技术研究报告，电子信息通信学会发行，AP2001-16，SAT2001-3，p.15-20，2002年5月(以下称作非专利文献2)。(4)青山直树等，“使用天线元件间的相互接合的COFDM的简易分集接收方式”，电子信息通信学会综合大会演讲论文集，电子信息通信学会发行，B-5-224，p.695，2002年3月27日-30日(以下称作非专利文献3。)。(5)大平孝等，“电操作寄生(ElectronicallySteerableParasitic)天线的等价权向量与阵列因数表现式”，电子信息通信学会技术研究报告，AP2000-44，p.7-14，2002年7月(以下称作非专利文献4)。(6)M.Muraseetal.，“Propagationandantennameasurementsusingantennaswitchingandrandomfieldmeasurements”，IEEETransactionsonVehicularTechnology，Vol.43No.3，pp.537-541，August1994(以下称作非专利文献5。)。(7)新井宏之，“新天线工程”，pp.151-155，综合电子出版社，1996年4月1996年4月9日第1版发行(以下称作非专利文献6。)。(8)A.J.Rustakoetal.，“Performanceoffeedbackandswitchspacediversity900MHzFMmobileradiosystemswithRayleighfading”，IEEETransactionsonCommunication，Vol.COM-21，pp.1257-1268，November1973(以下称作非专利文献7。)。(9)A.Afrashtehetal.，“PerformanceofanovelselectiondiversitytechniqueinanexperimentalTDMAsystemfordigitalportableradiocommunications”，ConferenceRecordGlobecom’88Hollywood，pp.810-814，November1988(以下称作非专利文献8。)。(10)Y.Akaiwa，“Antennaselectiondiversityforframeddigitalsignaltransmissioninmobileradiochannel”，Proceedingof39thIEEEVehicleTechnologyConference，pp.470-473，1989(以下称作非专利文献9。)。(11)J.G.Proakis，“Digitalcommunications”，3rdEdition，McGraw-Hill，NewYork，1955(以下称作非专利文献10。)。(12)太郎丸真等，“从电操作寄生(ElectronicallySteerableParasitic)天线的实时空间到等价权向量空间的投影的相关考察”，电子信息通信学会研究技术报告，电子信息通信学会发行，RCS2002-179，pp.43-48，2002年10月(以下称作非专利文献11。)。(13)大平孝等，“用于电抗分集的两元件电操作寄生(ElectronicallySteerableParasitic)天线的基本理论”，电子信息通信学会研究技术报告，电子信息通信学会发行，AP2002-93，pp.13-18，2002年10月(以下称作非专利文献12。)。但是，为了安装在便携式终端装置或PC卡等中，要求该天线装置必须满足小型且轻、可通过大众消费品价格购买，以及能够承受电池驱动的低消耗功率动作等制约。作为满足以上的制约条件的天线装置，有例如专利文献1以及非专利文献1、2、4中，提案了一种电子控制波导器阵列天线装置(ElectronicallySteerablePassiveArrayRadiatorAntenna)。该电子控制波导器阵列天线装置，具有被输入无线信号的激励元件，从该激励元件距离给定间隔设置，没有被输入无线信号的6个非激励元件，以及分别与该非激励元件相连接的可变电抗元件所构成的阵列天线。通过分别变化上述可变电抗元件的电抗值，能够变化该阵列天线的指向特性。另外，即使例如天线元件间隔为波长的1/10的窄间隔的两元件电子控制波导器阵列天线装置，也具有得到了空间分集效果的数值模拟例报告(参照非专利文献3。)。专利文献1以及非专利文献3中所示的天线装置，为了确定所设定的电抗值，而进行细微(大致是连续的)变化电抗值的适应控制处理。该适应控制处理中，需要复杂的处理算法以及用于执行的控制器，另外，上述控制器需要用来产生可变电容二极管中所设定的电抗值信号的控制电压发生用DA转换器，因此，天线装置的构成变得复杂，装置的大小与费用增加。非专利文献3中所公布的天线装置，如图51所示，由两个以给定间隔排列的天线元件A0、A1所构成，作为非激励元件的天线元件A1，与作为例如可变电容二极管的可变电抗元件12相连接。此时，通过变化输入给可变电抗元件12的控制电压，如图52所示，能够变化可变电抗元件12的电抗值X1，但是，存在作为激励元件的天线A0的供电端口中的输入阻抗Zin也变化这一问题。也即，该两元件天线装置中，存在对应于所加载的电抗值的变化，天线装置的输入阻抗的变化很大，以至于包括供电系统的匹配设计非常困难这个大问题。另外，两元件电子控制波导器阵列天线装置中，关于在两个状态下控制电抗，选择其中接收功率较高的一方的控制方法，例如有非专利文献12中所公布的方法，但对于3元件的电子控制波导器阵列天线装置来说，其控制方法非常复杂，尚未确立。另外，3元件电子控制波导器阵列天线装置中，希望有一种小型·轻量且非常薄的阵列天线装置。
发明内容本发明为的第1目的在于，解决上述问题，提供一种3元件以上的电子控制波导器阵列天线装置中，与以前的技术相比，硬件构成以及控制非常简单，能够大幅改善存在多路衰减时的天线增益，且天线的输入阻抗几乎不伴随着可变电抗元件值的变化而变化的阵列天线的控制装置。另外，本发明的第2目的在于，在3元件电子控制波导器阵列天线装置中，提供一种小型·轻量且非常薄的阵列天线装置。第1发明的相关阵列天线的控制装置，为具有用来接收被发送的无线信号的激励元件、设置为与上述激励元件只间隔以给定间隔的多个非激励元件以及与上述各个非激励元件分别相连接的多个可变电抗元件，通过变化上述各个可变电抗元件中所设定的电抗值，将上述各个非激励元件作为波导器或反射器动作，而变化阵列天线的指向特性的阵列天线的控制装置。这里，上述阵列天线的控制装置的特征在于，具有根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，从分别设定多组电抗值组的多个情况中，根据在上述多个情况下所接收的各无线信号的信号品质，按照给定的选择基准，选择上述多组电抗值组中的1个组，设定在上述多个可变电抗元件中的控制机构。作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述多个情况，是根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变化，而分别设定多组电抗值组的情况。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述各个无线信号的信号品质，使用信号强度、信号功率、信噪比、包括干扰噪声的噪声与信号的比、载波信号与噪声比、误码率、帧错误率、包错误率中的任一个进行评价。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述选择基准，是上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质为给定阈值以上。或者，上述选择基准，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质为信号功率、信噪比、包括干扰噪声的噪声与信号的比、载波信号与噪声比中的任一个的情况下，选择让该信号品质为最大值的电抗值组。或者，上述选择基准，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质为误码率、帧错误率、包错误率中的任一个的情况下，选择让该信号品质为最小值的电抗值组。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述控制机构，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质不满给定的阈值时，从上述多组电抗值组中任意选择1个电抗值组，重复上述选择的处理，直到所选择的电抗值组中上述信号品质达到给定的选择基准。或者，上述控制机构，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质不满给定的阈值时，从上述多组电抗值组中按照给定的顺序选择1个电抗值组，重复上述选择的处理，直到该所选择的电抗值组中上述信号品质达到给定的选择基准。或者，上述控制机构，一边在给定范围内变化上述阈值，一边切换上述多个情况，将上述各个无线信号的信号品质满足给定的选择基准时的阈值，设定为上述阈值。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述阵列天线具有偶数个非激励元件与偶数个可变电抗元件；上述偶数个非激励元件，由至少1个的第1组非激励元件，与至少1个的第2组非激励元件构成；上述偶数个的可变电抗元件，由分别与上述第1组各个非激励元件相连接的第1组可变电抗元件，以及分别与上述第2组各个非激励元件相连接的第2组可变电抗元件构成。这里，上述多个情况，包括对上述第1组与第2组可变电抗元件设定第1电抗值组的第1情况，与对上述第1组与第2组可变电抗元件设定第2电抗值组的第2情况。另外，上述控制机构，根据上述第1与第2情况下分别所接收的各个无线信号的信号品质，选择电抗值组，设定在上述第1以及第2组可变电抗元件中。这里，作为优选方式，上述阵列天线，具有第1与第2非激励元件，上述第1电抗值组为对上述第1与第2非激励元件所设定的电抗值Xa、Xb构成，上述第2电抗值组为对上述第1与第2非激励元件所设定的电抗值Xb、Xa构成。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述天线阵列，具有从上述激励元件只间隔以给定的间隔，且互相之间间隔实质上相同的角度所设置的多个非激励元件；上述多个情况，包括根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，分别设定将各个电抗值循环所得到的多组电抗值组的情况。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述天线阵列，具有从上述激励元件只间隔以给定的间隔，且互相之间间隔实质上相同的角度所设置的多个非激励元件；上述多个情况，包括根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变化，而分别设定将各个电抗值循环所得到的多组电抗值组的情况。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述天线阵列，包括以通过上述激励元件的位置的对称线为对称轴而线对称设置的至少1对非激励元件，具有位于上述对称线上或以对称线为对称轴而线对称设置的多个非激励元件；上述多个情况，包括根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，分别设定用上述线对称所设置的至少1对非激励元件的电抗值互换所得到的多组电抗值组的至少两个情况。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述天线阵列，包括以通过上述激励元件的位置的对称线为对称轴而线对称设置的至少1对非激励元件，具有位于上述对称线上或以对称线为对称轴而线对称设置的多个非激励元件；上述多个情况，包括根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变化，而分别设定将上述线对称所设置的至少1对非激励元件的电抗值互换所得到的多组电抗值组的至少两个情况。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况的累积概率的CDF值，为给定值时，设定上述多组电抗值组，使得分集增益实质上最大。或者，在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况的累积概率的CDF值，为给定值时，设定上述多组电抗值组，使得分集增益为给定值以上。另外，作为优选方式，上述阵列天线的控制装置中，上述阵列天线，具有1个激励元件，与夹持上述激励元件且与上述激励元件设置在一条直线上的两个非激励元件。这里，作为优选方式，将上述激励元件与上述各个非激励元件之间的距离，设定为所接收的无线信号的波长的0.1倍至0.35倍之间的长度中的1个长度。另外，作为优选方式，上述阵列天线具有具有互相平行的第1面与第2面的电介质基板；以及形成在上述电介质基板的第2面中的给定第1区域中的接地导体；以及在上述电介质基板的第1面上，具有从与上述第1区域相面对的区域突出的给定长度，且具有给定间隔而形成的分别作为上述激励元件与上述两个非激励元件动作的3个条形导体。第2发明的相关阵列天线装置，具有1个激励元件，与夹持上述激励元件且与上述激励元件设置在一条直线上的两个非激励元件，以及与上述各个非激励元件分别相连接的两个可变电抗元件，通过变化上述各个可变电抗元件中所设定的电抗值，将上述各个非激励元件作为波导器或反射器动作，而变化阵列天线的指向特性的阵列天线装置。这里，上述阵列天线装置具有具有互相平行的第1面与第2面的电介质基板；以及形成在上述电介质基板的第2面中的给定第1区域中的接地导体；以及在上述电介质基板的第1面上，具有从与上述第1区域相对的区域突出的给定长度，且具有给定间隔而形成的分别用作上述激励元件与上述两个非激励元件的3个条形导体。另外，作为优选方式，将上述激励元件与上述各个非激励元件之间的距离，设定为所接收的无线信号的波长的0.1倍至0.35倍之间的长度中的1个长度。图1为说明本发明的第1最佳实施方式的相关阵列天线的控制装置的构成的方框图。图2为说明图1的阵列天线装置100的详细构成的立体图。图3为图2的A-A’线纵剖视图。图4为说明最佳实施方式的相关阵列天线装置中的对应于输入给可变电抗元件12-1、12-2的控制电压的电抗值与输入阻抗值。图5为说明本发明的第2最佳实施方式的阵列天线的控制装置的构成的立体图。图6为说明图5的电介质基板20的下部的详细构成的立体图。图7为说明作为本发明的第1安装例的安装在便携式个人计算机200中的图4的阵列天线装置的立体图。图8为说明作为本发明的第2安装例的安装在PC卡211中的图1的阵列天线装置的立体图。图9为说明作为本发明的第3最佳实施方式的阵列天线装置的构成的平面图。图10为作为图9的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明通过波长λ所正规化的天线元件间隔d/λ所对应的激励元件的自导纳的实数部Re(y00)的曲线图。图11为作为图9的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明通过波长λ所正规化的天线元件间隔d/λ所对应的激励元件的自导纳的虚数部Im(y00)的曲线图。图12为作为图9的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明通过波长λ所正规化的天线元件间隔d/λ所对应的非激励元件的自导纳的实数部Re(y11)的曲线图。图13为作为图9的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明通过波长λ所正规化的天线元件间隔d/λ所对应的非激励元件的自导纳的虚数部Im(y11)的曲线图。图14为作为图9的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明通过波长λ所正规化的天线元件间隔d/λ所对应的激励元件与非激励元件之间的耦合导纳的实数部Re(y01)的曲线图。图15为作为图9的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明通过波长λ所正规化的天线元件间隔d/λ所对应的激励元件与非激励元件之间的耦合导纳的虚数部Im(y01)的曲线图。图16为作为图9的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明通过波长λ所正规化的天线元件间隔d/λ所对应的两个非激励元件之间的耦合导纳的实数部Re(y12)的曲线图。图17为作为图9的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明通过波长λ所正规化的天线元件间隔d/λ所对应的两个非激励元件之间的耦合导纳的虚数部Im(y12)的曲线图。图18为说明作为本发明的第4最佳实施方式的阵列天线装置的构成的方框图。图19为作为图18的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明可变电抗元件12-2的电抗值的半值x1所对应的阵列天线装置的输入阻抗Zin的实数部Re(Zin)的曲线图。图20为作为图18的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明可变电抗元件12-2的电抗值的半值x1所对应的阵列天线装置的输入阻抗Zin的虚数部Im(Zin)的曲线图。图21为作为图18的阵列天线装置的相关模拟结果的说明振幅指向特性的曲线图。图22为作为图18的阵列天线装置的相关模拟结果的说明相位指向特性的曲线图。图23为说明实施例的相关到达有两个波的环境模型的平面图。图24为作为图18的阵列天线装置的相关模拟结果的说明衰减恶化的累积概率分布的曲线图。图25为作为图18的阵列天线装置的相关模拟结果的，说明通过波长λ所正规化的天线元件间隔d/λ所对应的分集增益的曲线图。图26为说明本发明的相关第1变形例的天线装置的平面图。图27为说明本发明的相关第2变形例的天线装置的平面图。图28为说明本发明的相关第3变形例的天线装置的平面图。图29为说明本发明的相关第4变形例的天线装置的平面图。图30为说明本发明的相关第5变形例的天线装置的平面图。图31为说明本发明的相关第6变形例的天线装置的平面图。图32为说明本发明的相关第7变形例的天线装置的平面图。图33为说明作为本发明的第3安装例的安装在移动电话机204中的图4的阵列天线装置212的立体图。图34为说明作为本发明的第4安装例的安装在LANPC卡205的阵列天线装置210的立体图。图35为说明作为本发明的第5最佳实施方式的阵列天线装置100A的平面图。图36为作为图35的阵列天线装置100A的实验结果的，说明VSWR的频率特性的曲线图。图37为作为图35的阵列天线装置100A以及两元件电子控制波导器阵列天线装置的实验结果的，说明输入阻抗史密斯圆图。图38为说明进行图35的阵列天线装置100A的实验的接收器侧的测定系统的立体图。图39为说明图35的阵列天线装置100A的实验环境的布局的平面图。图40为图35的阵列天线装置100A的实验结果，说明分集增益的，标准化接收功率所对应的CDF值的曲线图。图41为说明作为本发明的第6最佳实施方式的阵列天线装置100B的平面图。图42为说明图41的阵列天线装置100B的计算机模拟中所使用的传输模型的立体图。图43为作为图41的阵列天线装置100B的计算机模拟结果的，说明使用无限地板的基板且电抗值x1＝0时，变化电抗值x2时的等价权w0、w1、w2的复平面的曲线图。图44为作为图41的阵列天线装置100B的计算机模拟结果的，说明使用无限地板的基板且电抗值x1＝-30[Ω]时，变化电抗值x2时的等价权w0、w1、w2的复平面的曲线图。图45为作为图41的阵列天线装置100B的计算机模拟结果的，说明使用无限地板的基板且电抗值x1＝-30[Ω]时，变化电抗值x2时的等价权w0、w1、w2的复平面的曲线图。图46为作为图41的阵列天线装置100B的计算机模拟结果的，说明使用印刷基板且电抗值x1＝0[Ω]时，变化电抗值x2时的等价权w0、w1、w2的复平面的曲线图。图47为作为图41的阵列天线装置100B的计算机模拟结果的，说明使用印刷基板且电抗值x1＝-30[Ω]时，变化电抗值x2时的等价权w0、w1、w2的复平面的曲线图。图48为作为图41的阵列天线装置100B的计算机模拟结果的，说明使用印刷基板且电抗值x1＝-60[Ω]时，变化电抗值x2时的等价权w0、w1、w2的复平面的曲线图。图49为作为图41的阵列天线装置100B等的计算机模拟结果的，说明平均信号与噪声功率的比值(平均Eb/N0)所对应的电抗分集接收时的误码率(BFR)的曲线图。图50为说明加载给本发明的变形例的相关可变电抗元件12-1、12-2中的控制电压所对应的输入阻抗Zin以及电抗值X1、X2的特性中的所能够设定的3个状态P1、P2、P3的曲线图。图51为说明以前的技术的相关两元件阵列天线装置的构成的方框图。图52为说明加载给图51的阵列天线装置中的可变电抗元件12-1中的控制电压所对应的电抗值X1以及输入阻抗Zin的曲线图。具体实施例方式下面对照附图对本发明的最佳实施方式进行说明。第1最佳实施方式图1为说明本发明的第1最佳实施方式的相关阵列天线的控制装置的构成的方框图。如图1所示，阵列天线的控制装置具有由1个激励元件A0、加载有可变电抗元件12-1的非激励元件A1，以及加载有可变电抗元件12-2的第2非激励元件A2组合而成的3元件电子控制波导器阵列天线装置所构成的阵列天线装置100，以及天线控制器10。这里，天线控制器10，根据阵列天线装置100中所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让上述阵列天线装置100的输入阻抗Zin不发生实质变化，在对两个可变电抗元件12-1、12-2设定第1电抗值组(Xa，Xb)的第1情况(这里，对可变电抗元件12-1设定电抗值Xa，对可变电抗元件12-2设定电抗值Xb。)，与对两个可变电抗元件12-1、12-2设定第2电抗值组(Xb，Xa)的第2情况(这里，对可变电抗元件12-1设定电抗值Xb，对可变电抗元件12-2设定电抗值Xa。)中，选择上述第1与第2情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在两个可变电抗元件12-1、12-2中。图2为说明图1的阵列天线装置100的详细构成的立体图。如图1以及图2所示，阵列天线装置100，由垂直设置在接地导体11上的激励元件A0以及两个非激励元件A1、A2构成，激励元件A0与非激励元件A1互相平行，且互相隔开距离d设置，激励元件A0与非激励元件A2互相平行，且互相隔开距离d设置，这3根天线元件A2、A0、A1排列在一条直线上。激励元件A0以及非激励元件A1、A2各自的长度，分别为所期望的波的波长λ的约1/4，另外，上述天线间隔d例如构成为波长λ的0.1倍至0.35倍。激励元件A0的供电点经同轴电缆a与低噪声放大器(LNA)2相连接。另外，非激励元件A1与可变电抗元件12-1相连接，非激励元件A2与可变电抗元件12-2相连接，可变电抗元件12-1、12-2各自的电抗值，分别由经来自天线控制器10的双股电缆5-1、5-2所传送的电抗值信号所设定。图3为图2的A-A’线中的阵列天线装置100的纵剖视图。如图3所示，激励元件A0与接地导体11电绝缘，且与同轴电缆1的中心导体1a相连接。非激励元件A1，经可变电抗元件12-1，对接地导体11高频接地，另外，非激励元件A2，经可变电抗元件12-2，对接地导体11高频接地。下面对可变电抗元件12-1、12-2的动作进行说明，例如当激励元件A0与非激励元件A1、A2的长边方向的长度实质相同时，例如，当可变电抗元件12-1具有电感性(L性)时，可变电抗元件12-1变为延长线圈，非激励元件A1的电气长度与激励元件A0相比较长，用作反射器。另外，例如当可变电抗元件12-1具有电容性(C性)时，可变电抗元件12-1变为缩短电容，非激励元件A1的电气长度与激励元件A0相比较短，用作波导器。另外，与可变电抗元件12-2相连接的非激励元件A2也进行同样的动作。这里，可变电抗元件12-1、12-2，例如可以使用可变电容二极管。因此，图1的阵列天线装置100中，通过变更与各个非激励元件A1、A2相连接的可变电抗元件12-1、12-2各自的电抗值，能够变化阵列天线装置100的平面指向特性。图1的阵列天线的控制装置中，阵列天线装置100接收无线信号，将上述所接收到的无线信号，经同轴电缆1输入给低噪声放大器(LNA)2进行放大，接下来，降频变换器(D/C)3将所放大的无线信号低频变换成给定的中间频率的信号(IF信号)。另外，A/D变换器4，将作为模拟信号的IF信号变换成数字信号并作为接收信号y输出。接收信号y被输入给天线控制器10，同时还被输入给解调器(图中未显示)被变换成解调之后的信号。天线控制器10，根据阵列天线装置100所接收的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让上述阵列天线装置100的输入阻抗Zin不发生实质变化，在对两个可变电抗元件12-1、12-2设定第1电抗值组(Xa，Xb)的第1情况(这里，对可变电抗元件12-1设定电抗值Xa，对可变电抗元件12-2设定电抗值Xb。)，与对两个可变电抗元件12-1、12-2设定第2电抗值组(Xb，Xa)的第2情况(这里，对可变电抗元件12-1设定电抗值Xb，对可变电抗元件12-2设定电抗值Xa。)中，选择上述第1与第2情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在两个可变电抗元件12-1、12-2中。这里，第1与第2电抗值组(Xa，Xb)与(Xb，Xa)如图4所示进行设定。也即，预先测定阵列天线装置100的输入阻抗Zin不实质变化的两个状态P1、P2(此时的输入阻抗Zin＝Zinopt)，预先测定分别与这两个状态P1、P2相对应的第1与第2电抗值组(Xa，Xb)、(Xb，Xa)，保存在天线控制器10内的电抗值组存储器(图中未显示)中。之后，天线控制器10，从两个状态P1、P2中，选择各个状态P1、P2的情况下所分别接收到的各个无线信号的功率变为较大值时的电抗值组，在两个可变电抗元件12-1、12-2中进行设定。根据该最佳实施方式的阵列天线的控制装置，其硬件构成非常简单，且能够通过简单的1位二进制控制(也即选择第1与第2电抗值组(Xa，Xb)、(Xb，Xa)中的任一个的控制)得到大幅改善在存在多路衰减时的天线增益的效果，因此，能够用作可安装在便携式终端装置或PC卡等民用消费品振荡装置中的分集天线。该控制方法(1位控制)，不需要在连续控制可变电容二极管的方式中所必须的控制电压产生用DA转换器，因此，能够实现天线装置的进一步小型化与低价化。另外，通过上述的1位二进制控制，能够让阵列天线装置100的输入阻抗Zin几乎不发生实质变化。另外，上述最佳实施方式中使用第1与第2电抗值组(Xa，Xb)、(Xb，Xa)，但本发明并不仅限于此，还可以使用能够得到给定值以上的分集增益，且能够进行设定让阵列天线装置100的输入阻抗不发生实质变化的两组电抗值组(Xa，Xb)、(Xc，Xd)(这里，Xa≠Xd，Xb≠Xc)。第2最佳实施方式图5为说明本发明的相关第2最佳实施方式的阵列天线装置的构成的立体图。该第2最佳实施方式中，其特征在于，图1的激励元件A0以及非激励元件A1、A2，形成为印刷在电介质基板20的一侧面上的条形导体。形成有激励元件A0以及非激励元件A1、A2的电介质基板20，例如是厚度约为1mm的玻璃环氧树脂、特富龙(注册商标)或氧化铝陶瓷等所构成的印刷布线基板，激励元件A0以及非激励元件A1、A2通过公知的印刷布线基板的处理技术形成。另外，电介质基板20垂直设置在接地导体11上。这里，激励元件A0作为具有给定长度h1的条形导体的天线元件，形成在电介质基板20上，各个非激励元件A1、A2，作为具有给定长度h1，且距离激励元件A0为距离d1的平行的条形导体的天线元件，形成在电介质基板20上。这里，长度h1被设定为发送接收的无线信号的波长的约1/4的长度。图6为说明图5的电介质基板20的下部的详细构成的立体图。电介质基板20中，与形成有激励元件A0以及非激励元件A1的面相反的面中，形成有互相离开的4个电极21至24。激励元件A0的下端(接近接地导体11的端部)，经贯通了电介质基板20的过孔导体25与电极21电连接。电极22与接地导体11电连接。另外，电极21与连接在LNA2上的同轴电缆1的中心导体1a相连接，电极22与同轴电缆1的外部导体1b相连接。非激励元件A1的下端，经贯通了电介质基板20的过孔导体26与电极24电连接，该电极24与可变电容二极管D1的负极相连接。可变电容二极管D1，为可变电抗元件12的一个例子。可变电容二极管D1的正极与电极23相连接，电极23还与接地导体11电连接。另外，接地导体23以及24，分别经例如数kΩ至数十kΩ的高频电流截止用阻抗41、42以及双股电流5-1，与控制该阵列天线装置的指向特性的天线控制器10的偏压加载端子(图中未显示)相连接。如上所构成的阵列天线装置中，来自天线控制器10的电抗值信号中所包括的加载偏压，经双股电缆5-1加载在可变电容二极管D1的两端，此时，通过变化加载偏压，能够变更可变电容二极管D1的接合电容值，也即电抗值。天线控制器10具有可变电压直流电源的功能，通过变化加载给与非激励元件A1相连接的可变电容二极管D1的逆偏置电压，来变化可变电容二极管的接合电容，通过这样，让非激励元件A1的电气长度与激励元件A0相比变化，从而能够变化该阵列天线装置的平面指向特性。根据以上所构成的第2最佳实施方式的相关阵列天线装置，控制非常简单，并且输入阻抗不会因该控制而发生实质变化，另外，由于形成有激励元件A0与非激励元件A1、A2的电介质基板20设置在接地导体11上，因此，能够提供一种与以前的分集天线相比，构造较为简单，并能够容易且高精度地形成激励元件A0与非激励元件A1、A2的阵列天线装置。另外，由于在电介质基板20上形成有条状导体所构成的激励元件A0与非激励元件A1、A2，因此，通过印刷布线基板的形成技术，能够容易地形成天线元件，具有制造工序非常简单的优点。第1安装例图7为说明本发明的相关第1安装例的安装在便携式个人计算机200中的阵列天线装置的立体图。该安装例中，便携式个人计算机200具有由上部壳体201与下部壳体202所形成的折叠式壳体，理想实施方式的阵列天线装置210，固定在上部壳体201上，或安装为让上部壳体201能够向上翻起。阵列天线装置210，与图5相同，图示为印刷在电介质基板上的1/4波长的单极式的阵列天线装置。阵列天线装置210中未显示接地导体，但接地导体既可以安装在上部壳体201中，或者在上部壳体201为金属制成的情况下，可以将上部导体201用作接地导体。另外，可以使用上述的天线控制器10，作为图7中所示的安装例的控制装置。第2安装例图8为说明本发明的相关第2安装例的安装在PC卡211中的阵列天线装置的立体图。该安装例中，显示了设置在用作接地导体的PC卡211的主体上的，与图1相同的1/4波长的单极式的阵列天线装置。PC卡211，能够插入在设置在与图7相同的便携式个人计算机200的下部壳体202中的PC卡插槽203中，用作PC200的天线。另外，可以使用上述的天线控制器10，作为图8中所示的安装例的控制装置。第3以及第3最佳实施方式图9为说明用作3元件电子控制波导器阵列天线装置的解析模型的第3最佳实施方式的相关阵列天线装置的平面图。图9中，在内侧形成有在图9的上下方向的高度为λg/2(这里，λg为接收的所期望的波的管内波长)的矩形接地导体11a的电介质基板20的外侧面中，3根微波传送带导体互相以间隔d相离且互相平行，形成微波传送带线路，其前端在未形成接地导体11a的面上延伸λ/4(这里，λ为接收的所期望的波的自由空间波长)，通过这样，形成非激励元件A2、激励元件A0以及非激励元件A1。这里，作为微波传送带线路的接地部分的接地导体11a，具有用作单极式天线中的地板的功能。另外，在微波传送带线路的供电部中设置完全导体的接地导体11a，是根据解析中所使用的模拟器的规格而设定的。电介质基板20的材料常数，假设是BT树脂/热硬化PPO等高频用印刷基板，设定比介电率εr＝3.4，电介质损耗tanδ＝0.003。另外，电介质基盘20的厚度为0.6mm。另外，假设天线元件A0、A1、A2的导体部以及接地导体11a的材料为Au，其导电率接近实测值，设定为σ＝3.3×108[S/m]。设定微波传送带线路的宽度为1.42[mm]，微波传送带导体的特性阻抗为50[Ω]。其他的参数如图9所示。另外，图中的λg表示通过基板介电率所求出的实效波长。接下来，对使用图9的解析模型时的电磁场解析结果(导纳)进行说明。在电子控制波导器阵列天线装置中，变更电抗值的情况下的阵列指向性，能够通过后述的等价权向量法导出。等价权向量，对天线进行电路处理，从其导纳矩阵中导出。通过从电磁场模拟器所导出的导纳矩阵，导出表示导纳值相对元件间隔的变化的表达式，从而能够得到3元件电子控制波导器阵列天线装置的基本构造式。这里，以元件间隔为参数，导出3元件电子控制波导器阵列天线装置的导纳矩阵表达式。元件间隔通过由波长所标准化的值来表示。计算在元件间隔d＝0.1λ～0.35λ的范围内进行。将3元件电子控制波导器阵列天线装置看作3端子电路网，求出其导纳矩阵。3端子电路网的Y矩阵，通过下式来表示。Y=y00y01y02y10y11y12y20y21y22---(1)]]>这里，根据相反定理以及天线构造的对称性，上述式(1)中的Y参数，满足下式的等号关系。y11＝y22(2)y01＝y02＝y10＝y20(3)y12＝y21(4)根据这些参数的物理意思分别表示如下。(1)y00激励元件的自导纳。(2)y11非激励元件的自导纳。(3)y01激励元件与非激励元件之间的耦合导纳。(4)y12两个非激励元件之间的耦合导纳。图10值图17中，显示了在上述解析模型的条件下进行电磁场模拟，对y00～y12各个导纳值进行多项式拟合(近似)的结果。另外，各个表达式如下式所示。表达式在元件间隔d＝0.1λ～0.35λ的范围内有效。Re{y00}=0.0045-0.0425(dλ)+0.1533(dλ)2---(5)]]>Im{y00}=-0.0519+0.253(dλ)-0.3802(dλ)2---(6)]]>Re{y11}=-0.0131+0.3984(dλ)-2.885(dλ)2+8.9546(dλ)3-9.8593(dλ)4---(7)]]>Im{y11}=-0.0269+0.091(dλ)-0.1255(dλ)2---(8)]]>Re{y01}=-0.0029+0.0469(dλ)-0.2507(dλ)2+0.6058(dλ)3-0.4074(dλ)4---(9)]]>Im{y01}=0.0298-0.2618(dλ)+0.9086(dλ)2-1.0566(dλ)3---(10)]]>Re{y12}=0.0047-0.1017(dλ)+0.8628(dλ)2-2.9996(dλ)3+3.5825(dλ)4---(11)]]>Im{y12}=-0.0024+0.0341(dλ)-0.1504(dλ)2+0.0965(dλ)3+0.3008(dλ)4---(12)]]>接下来，根据以上所求出的导纳矩阵Y，导出3元件电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗2zin(另外，接收时为输出阻抗)。另外，定式化中，进行如图18所示的第4最佳实施方式的相关等价偶极模型(元件长度＝1/2λ)。因此，系数所有变为两倍。图18中，激励元件A0由两个天线元件A0a、A0b构成，该两个天线元件A0a、A0b的供电端口中，与无线发送器13的、具有输出阻抗zs的电压2vs的振荡源13相连接。另外，非激励元件A1由两个天线元件A1a、A1b构成，其天线端口与电抗值为j2x1的可变电抗元件12-1相连接。另外，非激励元件A2由两个天线元件A2a、A2b构成，其天线端口与电抗值为j2x2的可变电抗元件12-2相连接。如上所构成的3元件电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗Zin＝2zin通过下式表示。2zin=z00+2z012z11-z12+j(x1+x2)z122-(z11-j2x1)(z11+j2x2)---(13)]]>上述式(13)中的阻抗z00～z12，根据循环性与天线构造的对称性，使用下式进行计算。z00=y112-y122detY---(14)]]>z01=y01(y12-y11)detY---(5)]]>z11=y00y11-y012detY---(16)]]>z12=y012-y00y12detY---(17)]]>这里，detY为导纳矩阵Y的矩阵式值。为了确认输入阻抗Zin的变化程度，将两个非激励元件A1、A2中的一个(图18的非激励元件A1)的电抗值X1＝2x2，分别固定为0、50、100[Ω]，非激励元件A2的电抗值x2的值在-100～100[Ω]的范围内变化。所计算出的输入阻抗Zin＝的2zin的值，分为实数成分与虚数成分，如图19以及图20所示。根据本发明人等的模拟，在2元件电子控制波导器阵列天线装置的情况下，输入阻抗的变化依赖于元件间隔，在40～100[Ω]范围内进行变化，与此相对，在3元件电子控制波导器阵列天线装置的情况下，如图19以及图20所示，被控制在10[Ω]以下。3元件的构成中，基本上来说，对应于电抗值的变化，输入阻抗的变化幅度很小。另外，3元件电子控制波导器阵列天线装置中，电抗值x1与x2，被交互切换分配相同值的组合，因此，指向性图像切换之后的输入阻抗的值相一致。可以确认，3元件电子控制波导器阵列天线装置与2元件电子控制波导器阵列天线装置相比，匹配设计就容易进行。接下来，对等价权向量法(阵列因数)进行说明。一般来说，阵列天线的指向性通过元件单体的指向性与阵列应答向量(阵列因数)之积表示。为了求出3元件电子控制波导器阵列天线装置的阵列因数，这里使用等价权向量法(参照例如非专利文献2以及4)。这是通过转置向量与权向量的内积表示阵列因数，让该权向量与在发送模式下激励该天线时的电流向量等价的方法。阵列因数D(φ)如下进行定义。这里，w(w0、w1、w2)为各个天线元件A0、A1、A2的等价权值，zs[Ω]与vs[V]为发送供电系统的输出阻抗与内部电压，x1、x2[Ω]分别为与非激励元件A1、A2相连接的可变电抗元件12-1、12-2的电抗值。另外，定式化在图18的等价偶极模型下进行，因此全部为两倍的系数。D(φ)＝a(φ)·w(18)这里，上述式(18)中的a(φ)、w分别通过下式表示。α(φ)=1exp(-j2πdλcos(φ))exp(j2πdλcos(φ))---(19)]]>w＝2zs(Y-1+X)-1u0(20)这里，上述式(20)中的X、u0，分别如下所示。X＝diag(2zs，j2x1，j2x2)(21)u0＝[100]T(22)能够通过上述式(18)进行计算的阵列因数D(φ)中，还考虑到了供电系统与天线的阻抗不匹配所引起的损失。将所加载的可变电抗元件12-1、12-2的电抗值2x1、2x2作为参数，将阵列因数D(φ)作为方位角φ的函数进行绘图之后，得到振幅以及相位指向性。方位角在从激励元件A0向非激励元件A1看的发行为0度。图21中显示了元件间隔d＝0.15λ时的振幅指向性，图22中显示了此时的相位指向性。由于指向性具有对称性，因此在0～180[度]的范围内进行了图示。另外，下面对3元件电子控制波导器阵列天线装置的电抗分集效果的确认结果进行说明。如上所述，在3元件电子控制波导器阵列天线装置中，也能够通过进行电抗控制，来变化其振幅相位的方位角依赖性。通过对其进行适用性使用，能够避免衰减所引起的产生水平下降的条件，也即同振幅反相位状态。为了对其进行定量确认，进行以下的模拟。该模拟与2元件电子控制波导器阵列天线装置的情况相同，使用等振幅2波模型来进行。图23中显示了该模型图。具有干扰性的两个波s1、s2振幅相等，且以随机相位差到达的环境下，将设有3元件电子控制波导器阵列天线装置的情况下所接收的信号设为y。y使用阵列因数D(φ)，通过下式表示。另外，两个波的到达方位角φ1、φ2在360[度]的范围内不相关，且为随机值。y＝D(Φ1)s1+D(Φ2)s2＝D(Φ1)a0exp(-jΦ1)+D(Φ2)a0exp(-jΦ2)(23)这里，在两个状态下控制3元件电子控制波导器阵列天线装置的电抗值x1、x2，在选择接收功率(y·y*)变高的一方的算法下避免衰减。x1、x2，使用将相同值的组合互相交替所得到的组合。图24中显示了供电系统阻抗zs＝50[Ω](换算为偶极模型为100[Ω])，元件间隔d＝0.15λ的情况下的衰减恶化的累积概率分布(CDF曲线)。将电抗值在0[Ω]与50[Ω]这两个状态交互控制。图24的曲线图的纵轴，为以到达波1的信号功率a0a0*为基准的，分集接收信号功率超过了横轴的dB表示值的情况的累积概率(CDF值)。为了进行比较，在图24中通过虚线表示存在有等振幅的两个到达波的模型中的无指向性的单一天线装置的衰减CDF的理论值(参照下式)。Pa0a0*=2+2cos{prob(yy*≥P)π}---(24)]]>这里，prob(yy*≥P)为接收信号功率yy*变为P以上的概率。特别是，在产生了深衰减的区域，也即prob(yy*≥P)＜＜1/π(25)的区域中，下式变为渐近线。P＝p2π2a0a0*(26)从图24可以得知，3元件电子控制波导器阵列天线装置，与单一天线相比，在CDF值为90％时能够得到了5dB的分集增益301，在CDF值为99％时得到约10dB的分集增益302。另外，发生20dB的衰减恶化的概率也降低到约0.5％，30dB约为0.07％，与单一天线相比大幅下降。图24中，在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况下的累积概率的CDF值，例如为90％或99％等给定值时，最好选择并设定让分集增益变为给定值以上，且输入阻抗Zin不发生实质变化的第1与第2电抗值组。另外，在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况下的累积概率的CDF值，例如为90％或99％等给定值时，还可以最好选择并设定让分集增益实质上最大的第1与第2电抗值组。接下来，图25中显示了元件间隔与分集增益之间的关系。在CDF为90％以及CDF为99％时，在元件间隔0.1λ～0.35λ的范围内，元件间隔与所得到的分集增益之间没有很大的依赖性。这意味着，在3元件电子控制波导器阵列天线装置的安装设计中，不需要严格设定公差。也即，元件间隔可以在0.1λ～0.35λ的范围内进行设定。如上所述，通过该最佳实施方式的相关3元件电子控制波导器阵列天线装置，能够确认通过电抗值切换所得到的天线输入阻抗的变化的抑制。通过在2状态下控制电抗的算法，能够计算出等振幅的2波模型中的分集增益。可以得知，相对单一天线，在累积概率分布为90％时能够得到5dB的分集增益，在累积概率分布为99％时能够得到10dB的分集增益。在元件间隔0.1λ～0.35λ的范围内所得到的分集增益没有很大的差别，因此，不需要严格的安装公差，在费用方面也很有利。也即，由于并不强烈依赖于天线元件间隔，因此，在安装天线装置时不需要严格要求机械公差，在折叠展开式构造或柔软弹性材料所制成天线装置的安装中也很有效。该阵列天线的控制装置，硬件构成简单，且通过简单的1位二进制控制能够得到很大的衰减改善效果，因此，能够用作可安装在便携式振荡装置或PC卡等民用消费终端装置中的分集天线。另外，电子控制波导器阵列天线装置的可变电抗元件，可以通过例如低价的可变电容二极管构成，因此，具有1个激励元件与两个非激励元件的电子控制波导器阵列天线装置，与基于单极双掷RF开关的以前的2元件选择式分集天线相比，成本较低。另外，可变电容二极管通常在逆偏置电压下工作，因此，没有像PIN二极管开关那样的导通时的直流电流消耗。与FET开关相比，可变电容二极管也较为低成本且低损耗。另外，电子控制波导器阵列天线装置，即使天线元件间隔比较窄，也能够工作，因此，能够让天线装置全体小型化。上述的最佳实施方式中，对3元件电子控制波导器阵列天线装置进行了说明，但本发明并不仅限于此，还可以是具有1个激励元件与偶数个非激励元件的电子控制波导器阵列天线装置。也即，该电子控制波导器阵列天线装置，具有用来接收被发送的无线信号的激励元件，与距离上述激励元件给定间隔而设置的偶数个非激励元件，以及分别与上述各个非激励元件相连接的偶数个可变电抗元件，通过变化上述各个可变电抗元件所设定的电抗值，将上述各个非激励元件用作波导器或反射器，变化作为该电子控制波导器阵列天线装置的阵列天线的指向特性。这里，上述偶数个非激励元件，由至少1个第1组的非激励元件，与至少1个第2组的非激励元件构成，上述偶数个可变电抗元件，由分别与上述第1组的各个非激励元件相连接的第1组可变电抗元件，以及分别与上述第2组的各个非激励元件相连接的第2组可变电抗元件构成。另外，可以让天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在对上述第1与第2组可变电抗元件设定第1电抗值组的第1情况，与对上述第1与第2组可变电抗元件设定第2电抗值组的第2情况中，选择上述第1与第2情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在上述第1与第2组可变电抗元件。第1变形例图26为说明本发明的相关第1变形例的电子控制波导器阵列天线装置的平面图。图26中，各个非激励元件A1、A2、A3、A4，以激励元件A0为中心，位于半径为d的圆周15上，非激励元件A2、激励元件A0以及非激励元件A1排列成一条直线，且非激励元件A3、激励元件A0以及非激励元件A4排列成一条直线，将天线元件A3、A0、A1所成的角度θ以及天线元件A2、A0、A4所成的角度θ设定为直角。另外，各个天线元件A0-A4电绝缘地竖立设置在接地导体11上。这里，例如将非激励元件A1、A3设为第1组非激励元件1，将非激励元件A2、A4设为第2组非激励元件时，将分别与非激励元件A1、A3相连接的可变电抗元件12-1、12-3设为第1组可变电抗元件，将分别与非激励元件A2、A4相连接的可变电抗元件12-2、12-4设为第2组可变电抗元件。这里，天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在对上述第1以及第2组可变电抗元件设定第1电抗值组(Xa，Xb)的第1情况(对属于第1组可变电抗元件的各个可变电抗元件设定电抗值Xa，对属于第2组可变电抗元件的各个可变电抗元件设定电抗值Xb。)，与对上述第1以及第2组可变电抗元件设定第2电抗值组(Xb，Xa)的第1情况(对属于第1组可变电抗元件的各个可变电抗元件设定电抗值Xb，对属于第2组可变电抗元件的各个可变电抗元件设定电抗值Xa。)中，选择上述第1与第2情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在上述第1以及第2组可变电抗元件中。另外，上述第2电抗值组，也可以是(Xc，Xd)。另外，上述变形例中θ＝90度，但本发明并不仅限于此，可以为0＜θ＜180[度]。第2变形例图27为说明本发明的相关第2变形例的电子控制波导器阵列天线装置的平面图。图27中，3个非激励元件A1、A2、A3，以激励元件A0为中心，位于半径为d的圆周15上，互相之间间隔120°的角度，将3个非激励元件A1、A2、A3的位置点通过假想的不从上述中心通过的直线连接起来，形成正三角形。另外，3个非激励元件A1、A2、A3分别加载有可变电抗元件12-1、12-2、12-3，其他构成与上述最佳实施方式相同。如上所构成的电子控制波导器阵列天线装置中，与上述最佳实施方式以及第1变形例相同，能够对可变电抗元件12-1、12-2、12-3设定电抗值组(Xa、Xb、Xc)，从而得到给定值以上的分集增益，且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化。这里，由于非激励元件A1、A2、A3，以激励元件A0中心，设置在对称的位置上，因此，对可变电抗元件12-1、12-2、12-3的电抗值组(Xa、Xb、Xc)的设定，可以像其他电抗值组(Xb、Xc、Xa)或(Xc、Xa、Xb)这样，循环设定各个电抗值，而从激励元件A0的供电端口看天线装置侧时的输入阻抗不会变化。因此，天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在分别设定如上循环各个电抗值所得到的3组电抗值组(Xa、Xb、Xc)、(Xb、Xc、Xa)、(Xc、Xa、Xb)的3个情况中，选择各个情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在各个可变电抗元件12-1、12-2、12-3中。通过这样，即使在对各个可变电抗元件12-1、12-2、12-3所设定的电抗值组变化的情况下，也能够得到给定值以上的分集，且输入阻抗不会发生实质变化。第3变形例图28为说明本发明的相关第3变形例的电子控制波导器阵列天线装置的平面图。图28中，4个非激励元件A1、A2、A3、A4，以激励元件A0为中心，位于半径为d的圆周15上，互相之间间隔90°的角度，将4个非激励元件A1、A2、A3、A4的位置点通过假想的不从上述中心通过的直线连接起来，形成正方形(正四边形)。另外，4个非激励元件A1、A2、A3、A4分别加载有可变电抗元件12-1、12-2、12-3、12-4，其他构成与上述最佳实施方式以及变形例相同。如上所构成的电子控制波导器阵列天线装置中，与上述最佳实施方式以及变形例相同，能够对可变电抗元件12-1、12-2、12-3、12-4设定电抗值组(Xa、Xb、Xc、Xd)，从而得到给定值以上的分集增益，且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化。这里，由于非激励元件A1、A2、A3、A4，以激励元件A0中心，设置在对称的位置上，因此，对可变电抗元件12-1、12-2、12-3、12-4的电抗值组(Xa、Xb、Xc、Xd)的设定，可以像其他电抗值组(Xb、Xc、Xd、Xa)、(Xc、Xd、Xa、Xb)或(Xd、Xa、Xb、Xc、)这样，循环设定各个电抗值，而从激励元件A0的供电端口看天线装置侧时的输入阻抗不会变化。因此，天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在分别设定如上循环各个电抗值所得到的4组电抗值组(Xa、Xb、Xc、Xd)、(Xb、Xc、Xd、Xa)、(Xc、Xd、Xa、Xb)、(Xd、Xa、Xb、Xc、)的4个情况中，选择各个情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在各个可变电抗元件12-1、12-2、12-3、12-4中。通过这样，即使在对各个可变电抗元件12-1、12-2、12-3、12-4所设定的电抗值组变化的情况下，也能够得到给定值以上的分集，且输入阻抗不会发生实质变化。第2以及第3变形例的相关发明第2变形例中，以激励元件A0为中心，将3个非激励元件A1、A2、A3对称设置在正三角形的各个顶点位置上，第3变形例中，以激励元件A0为中心，将4个非激励元件A1、A2、A3、A4对称设置在正方形的各个顶点位置上。还可以扩展以上的两个变形例，以激励元件A0为中心，将N个非激励元件A1至AN对称设置在正多边形的各个顶点位置上。此时，天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在分别设定循环各个电抗值所得到的N组电抗值组的N个情况中，选择各个情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在各个可变电抗元件12-1至12-N中。通过这样，即使在对各个可变电抗元件12-1至12-N所设定的电抗值组变化的情况下，也能够得到给定值以上的分集，且输入阻抗不会发生实质变化。另外，本发明中也与上述最佳实施方式一样，最好在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况的累积概率的CDF值，为给定值时，设定多个电抗值组，使得分集增益实质上最大。另外，与上述最佳实施方式相同，最好在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况的累积概率的CDF值，为给定值时，设定多个电抗值组，使得分集增益为给定值以上。第4变形例图29为说明本发明的相关第4变形例的电子控制波导器阵列天线装置的平面图。图29中，3个非激励元件A1、A2、A3，以激励元件A0为中心，位于半径为d的圆周15上，非激励元件A1与非激励元件A2之间间隔角度180-θ1(0＜θ1＜180)度，非激励元件A1与非激励元件A3之间间隔角度180-θ1度，非激励元件A2与非激励元件A3之间间隔角度2θ1度。此时，将3个非激励元件A1、A2、A3的位置点通过假想的不从上述中心通过的直线连接起来，就形成了等腰三角形，非激励元件A2与A3，以从非激励元件A1通过激励元件A0而延长的线LA1(称作对称轴，对称轴A1与上述圆周15相交叉的点为交叉点SA1)为对称轴，设置在线对称的位置上。另外，3个非激励元件A1、A2、A3分别加载有可变电抗元件12-1、12-2、12-3，其他构成与上述最佳实施方式相同。如上所构成的电子控制波导器阵列天线装置中，与上述最佳实施方式以及变形例相同，能够对可变电抗元件12-1、12-2、12-3设定电抗值组(Xa、Xb、Xc)，从而得到给定值以上的分集增益，且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化。这里，由于非激励元件A2、A3，以对称轴中心，设置在线对称的位置上，因此，对可变电抗元件12-1、12-2、12-3的电抗值组(Xa、Xb、Xc)的设定，可以像另一个电抗值组(Xa、Xc、Xb)那样，交换可变电抗元件12-2、12-3各自的电抗值，而从激励元件A0的供电端口看天线装置侧时的输入阻抗不会变化。因此，天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在分别设定如上交换所得到的上述2组电抗值组(Xa、Xb、Xc)、(Xa、Xc、Xb)的2个情况中，选择各个情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在各个可变电抗元件12-1、12-2、12-3中。通过这样，即使在对各个可变电抗元件12-1、12-2、12-3所设定的电抗值组变化的情况下，也能够得到给定值以上的分集，且输入阻抗不会发生实质变化。第5变形例图30为说明本发明的相关第5变形例的电子控制波导器阵列天线装置的平面图。该第5变形例的相关电子控制波导器阵列天线装置，特征在于，与图29的第4变形例相比，在图29的交叉点SA1的位置上，设置了加载有可变电抗元件12-4的非激励元件A4。如上所构成的电子控制波导器阵列天线装置中，与上述第4变形例相同，能够对可变电抗元件12-1、12-2、12-3、12-4设定电抗值组(Xa、Xb、Xc、Xd)，从而得到给定值以上的分集增益，且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化。这里，由于非激励元件A2、A3，以对称线LA1中心，设置在线对称的位置上，因此，对可变电抗元件12-1、12-2、12-3、12-4的电抗值组(Xa、Xb、Xc、Xd)的设定，可以像另一个电抗值组(Xa、Xc、Xb、Xd)这样，交换可变电抗元件12-2、12-3各自的电抗值，而从激励元件A0的供电端口看天线装置侧时的输入阻抗不会变化。因此，天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在分别设定如上交换所得到的上述2组电抗值组(Xa、Xb、Xc、Xd)、(Xa、Xc、Xb、Xd)的2个情况中，选择各个情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在各个可变电抗元件12-1、12-2、12-3、12-4中。通过这样，即使在对各个可变电抗元件12-1、12-2、12-3、12-4所设定的电抗值组变化的情况下，也能够得到给定值以上的分集，且输入阻抗不会发生实质变化。第6变形例图31为说明本发明的相关第6变形例的电子控制波导器阵列天线装置的平面图。图31中，5个非激励元件A1、A2、A3、A4、A5，以激励元件A0为中心，位于半径为d的圆周15上，非激励元件A1与非激励元件A2之间以及非激励元件A1与非激励元件A5之间分别间隔角度180-θ1(0＜θ2＜θ1＜180)度，这里，设对称线LA1，与连接激励元件A0的位置和非激励元件A2的位置的连线之间的角度为给定的角度θ1，且设对称线LA1，与连接激励元件A0的位置和非激励元件A5的位置的连线之间的角度为给定的角度θ1。另外，设对称线LA1，与连接激励元件A0的位置和非激励元件A3的位置的连线之间的角度为给定的角度θ2，且设对称线LA1，与连接激励元件A0的位置和非激励元件A4的位置的连线之间的角度为给定的角度θ2。此时，将3个非激励元件A1、A2、A5的位置点通过假想的不从上述中心通过的直线连接起来，就形成了等腰三角形，非激励元件A2与A5，以对称线LA1为对称轴，设置在线对称的位置上。另外，将3个非激励元件A1、A3、A4的位置点通过假想的不从上述中心通过的直线连接起来，就形成了等腰三角形，非激励元件A3与A4，以对称线LA1为对称轴，设置在线对称的位置上。另外，5个非激励元件A1至A5分别加载有可变电抗元件12-1至12-5，其他构成与上述最佳实施方式相同。如上所构成的电子控制波导器阵列天线装置中，与上述最佳实施方式以及变形例相同，能够对可变电抗元件12-1至12-5设定电抗值组(Xa、Xb、Xc、Xd、Xe)，从而得到给定值以上的分集增益，且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化。这里，由于非激励元件A2、A5，以对称线LA1为对称轴，设置在线对称的位置上，非激励元件A3、A4，以对称线LA1为中心，设置在线对称的位置上，因此，对可变电抗元件12-1至12-5的电抗值组(Xa、Xb、Xc、Xd、Xe)的设定，可以像另一个电抗值组(Xa、Xe、Xc、Xd、Xb)这样，交换可变电抗元件12-2、12-5各自的电抗值，或者可以像另一个电抗值组(Xa、Xb、Xd、Xc、Xe)这样，交换可变电抗元件12-3、12-4各自的电抗值，另外，还可以像另一个电抗值组(Xa、Xe、Xc、Xd、Xb)这样，交换可变电抗元件12-2、12-5各自的电抗值且交换可变电抗元件12-3、12-4各自的电抗值。也即，可以将以对称线作为对称轴而设置在线对称的位置上的各1对非激励元件中所加载的可变电抗元件的电抗值组中的，至少1对非激励元件中所加载的可变电抗元件的电抗值组互相交换。即使进行这样的设定，从激励元件A0的供电端口看天线装置侧时的输入阻抗不会变化。因此，天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在分别设定如上交换所得到的上述4组电抗值组(Xa、Xb、Xc、Xd、Xe)、(Xa、Xe、Xc、Xd、Xb)、(Xa、Xb、Xd、Xc、Xe)、(Xa、Xe、Xc、Xd、Xb)的4个情况中，选择各个情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在各个可变电抗元件12-1至12-5中。通过这样，即使在对各个可变电抗元件12-1至12-5所设定的电抗值组变化的情况下，也能够得到给定值以上的分集，且输入阻抗不会发生实质变化。第7变形例图32为说明本发明的相关第7变形例的电子控制波导器阵列天线装置的平面图。该第7变形例的相关电子控制波导器阵列天线装置，特征在于，与图31的第6变形例相比，在图31的交叉点SA1的位置上，设置了加载有可变电抗元件12-6的非激励元件A6。这种情况下，与第4变形例和第5变形例之间的关系一样，通过固定加载给非激励元件A1、A6的可变电抗元件12-1、12-6的电抗值，而将其他可变电抗元件的电抗值像第6变形例这样进行设定，即使在对各个可变电抗元件12-1至12-5所设定的电抗值组变化的情况下，也能够得到给定值以上的分集，且输入阻抗不会发生实质变化。第4至第7变形例的相关发明第4以及第5变形例中，在等腰三角形的底边的两个顶点位置中，以对称线LA1为对称轴，线对称设置有非激励元件A2、A3。另外，第6以及第7变形例中，在等腰三角形的底边的两个顶点位置中，以对称线LA1为对称轴，线对称设置有非激励元件A2、A5，另外，以对称线LA1为对称轴，线对称设置有非激励元件A3、A4。另外，第5以及第7变形例中，在对称线LA1的交叉点SA1的位置上，分别设置非激励元件A4或A6。上述4个变形例以及从它们所变形的例子中，1对或2对非激励元件以对称线LA1为对称轴，线对称设置，但还可以进行扩展，将3对以上的非激励元件以对称线LA1为对称轴，线对称设置。此时，天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在分别设定将线对称设置的至少1对非激励元件中所加载的可变电抗元件各自的电抗值交换所得到的至少2组电抗值组的至少2个情况中，选择各个情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在各个可变电抗元件中。通过这样，即使在变化各个可变电抗元件所设定的电抗值组的情况下，也能够得到给定值以上的分集，且输入阻抗不会发生实质变化。另外，本发明中也与上述最佳实施方式一样，最好在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况的累积概率的CDF值，为给定值时，设定多个电抗值组，使得分集增益实质上最大。另外，与上述最佳实施方式相同，最好在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况的累积概率的CDF值，为给定值时，设定多个电抗值组，使得分集增益为给定值以上。以上的第4至第7变形例中，也可以不设置非激励元件A1，这里加载给其他非激励元件的可变电抗元件的电抗值的控制如上所述进行。以上所说明的第4至第7变形例及其各自的变形例中，包含有以通过激励元件A0的位置的对称线LA1为对称轴而线对称设置的至少1对非激励元件，具有位于上述对称线LA1上或以对称线LA1为对称轴而线对称设置的多个非激励元件，构成电子控制波导器阵列天线装置，天线控制器10，根据通过该电子控制波导器阵列天线装置所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益且让该阵列天线装置的输入阻抗不发生实质变化，在分别设定将线对称设置的至少1对非激励元件中所加载的可变电抗元件各自的电抗值交换所得到的多组电抗值组的至少2个情况中，选择各个情况中分别所接收的各个无线信号的信号功率为较大的值时的电抗值组，设定在各个可变电抗元件中。通过这样，即使在变化各个可变电抗元件所设定的电抗值组的情况下，也能够得到给定值以上的分集，且输入阻抗不会发生实质变化。第3以及第4安装例图33为说明作为本发明的相关第3安装例的安装在移动电话机204中的阵列天线装置212的立体图。该安装例中，移动电话机204的上部，设有作为3元件电子控制波导器阵列天线装置的阵列天线装置212。图34为说明作为本发明的相关第4安装例的安装在LANPC卡205中的阵列天线装置210的立体图。该安装例中，在LANPC卡205的PC连接端相反侧的端面，设有上述最佳实施方式的相关阵列天线装置210。第5最佳实施方式图35为说明作为本发明的第5最佳实施方式的阵列天线装置100A的平面图。该第5最佳实施方式的相关阵列天线装置100A，与图9的阵列天线装置相比，以下几点不同(1)使用内侧具有接地导体11a，介电率＝2.6，电介质损耗tanδ＝0.0008的特富龙基板，作为电介质基板20a。另外，其大小为纵50[mm]，横[mm]，厚0.6[mm]。(2)该电介质基板20a中，具有分别构成可变电抗元件12-1、12-2的例如东芝公司所生产的JDV2S71EE型可变电容二极管61、62，与供电用条形导体50、电抗值信号传送用条形导体51、52以及插入在各个条形导体51、52与各个非激励元件A1、A2之间的例如10kΩ的芯片电阻71、72。接下来对照图35，对阵列天线装置100A的构成进行详细说明。图35中，电介质基板20a的内侧，在大致图中上下侧部分形成有接地导体11a，另外，其外侧面中，激励元件A0以及非激励元件A1、A2的各个导体图形(条形导体)，形成为让各个元件从内侧的接地导体11a的最上边突出1/4波长，且相互之间平行隔开间隔d。这里，内侧中没有形成接地导体11a的部分的激励元件A0以及非激励元件A1、A2的各个导体图形，用作天线元件，另外，在内侧形成有接地导体11a的部分的激励元件A0以及非激励元件A1、A2的各个导体图形，用作微波传送带线路(传送线路)。也即，激励元件A0的导体图形与接地导体11a的上边立体交叉的激励元件A0上的点，成为供电点A0p。供电用条形导体50，例如形成为两级的阶段锥度形状，让特性阻抗阶段性变化，与接地导体11a构成微波传送带线路。供电用条形导体50的上端50a与激励元件A0的下端50b相连接，其连接点构成供电连接点A0f，另外，供电用条形导体50的下端50b与连接无线接收器(图中未显示)的供电电缆的芯线相连接。另外，电抗值信号传送用条形导体51与接地导体11a构成微波传送带线路，其上端51a经芯片电阻71与非激励元件A1的下端A1e相连接，另外，其下端51b如后面对照图38所述，经前置放大器404与构成图1的天线控制器10的个人计算机401相连接。同样，电抗值信号传送用条形导体52与接地导体11a构成微波传送带线路，其上端52a经芯片电阻72与非激励元件A2的下端A2e相连接，另外，其下端52b如后面对照图38所述，经前置放大器404与构成图1的天线控制器10的个人计算机401相连接。另外，非激励元件A1的下端A1e附近，在贯通电介质基板20a的厚度方向的过孔的内周面镀上导体，形成过孔导体63(另外，也可以在该过孔内填充过孔导体。)，过孔导体63的一端经可变电容二极管61与非激励元件A1的下端A1e附近相连接。另外，同样，非激励元件A2的下端A2e附近，在贯通电介质基板20a的厚度方向的过孔内填充导体，形成过孔导体64，过孔导体64的一端经可变电容二极管62与非激励元件A2的下端A2e附近相连接。如上所构成的阵列天线装置，能够形成小型·轻量、薄型的3元件电子控制波导器阵列天线装置。图36为说明作为图35的阵列天线装置100A的实验结果的VSWR频率特性的曲线图。这里，VSWR的测定，在给可变电容二极管61、62分别加载作为电抗值信号的逆偏置电压VL＝0[V]、VH＝25[V]的状态下，在3～7GHz的范围内进行。从图36可以得知，在该阵列天线装置100A在4.5～7GHz的范围内，测定结果实现了VSWR≤3。接下来，通过测定图35的3元件阵列天线装置100A，与以前技术的相关2元件电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗的电抗值切换前后的变化，来进行确认。图37中，将5.2GHz的3元件阵列天线装置100A，与2元件电子控制波导器阵列天线装置的输入阻抗，绘图在史密斯圆图上。这里，3元件阵列天线装置100A中，在各个可变电容二极管61、62中分别所加载的逆偏置电压V1与V2的切换前后，几乎维持50Ω的阻抗匹配状态。与此相对，如图37中的三角形所示，相对高偏压VH侧取得了50Ω的阻抗匹配的2元件电子控制波导器阵列天线装置中，在切换到相对低偏压VL时刻，输入阻抗变化为Zi＝39.4-j4.26[Ω](图37中的倒三角形)。3元件的阵列天线装置100A中，特征在于，天线输入阻抗在切换前后为一定，这能够通过实验进行确认。接下来，对使用第5最佳实施方式的相关阵列天线装置100A的电抗分集效果的测定及其结果进行说明。图38为说明进行图35的阵列天线装置100A的实验的接收器侧的测定系统的立体图。图38中，该测定系统构建在带有车轮的台车400上，在实验环境内，一边以一定的速度移动，一边以一定的间隔连续切换阵列天线装置100A的可变电抗值并测定，得到衰减环境下的测定结果。该测定系统中，在带有车轮的台车400上，安装有构成图1的天线控制器10的主控制部的个人计算机401、例如惠普公司生产的8349B型(增益20dB)的前置放大器402、例如爱德万公司生产的R3371A型频谱分析仪403、具有2.5的放大度的直流放大器404以及阵列天线装置100A。从3元件的阵列天线的控制装置100A的供电连接点A0f输出的所接收的无线信号，被前置放大器402放大之后，输入到频谱分析仪403中。频谱分析仪403在零档模式下进行工作，取出与所接收的无线信号的功率强度成正比的电压输出，经与个人计算机401相连接的A/D变换端口，将其保存到个人计算机401内的硬盘存储器中。电抗值的切换，通过与个人计算机401相连接的D/A变换模式，与A/D变换同步，在VH、VL之间切换可变电容二极管61、62的逆偏置电压来进行。该实施例中，由于D/A变化模式的输出电压最大为10[V]，因此，通过直流放大器404放大到2.5倍，与3元件阵列天线装置100A上的可变电容二极管61、62相连接。切换周期为1.5微秒，相对图38的测定系统的移动速度，让电抗值的切换前后的测定结果看起来像几乎是同时所测定的值。该值是参考通过空间分集天线与RF开关所进行的随机区域测定法的研究结果而决定的(参照例如非专利文献5以及6)。图39为说明图35的阵列天线装置100A的实验环境的布局的平面图。如图39所示，在将5.2GHz的无线发送器410置于房间415的中心处的状态下，图38的接收器侧的测定系统，沿着虚线411以一定的速度移动进行测定。阵列天线装置100A的设置高度在发送侧与接收侧都为1.2m。图40为作为图35的阵列天线装置100A的实验结果，显示分集增益的对应于标准化功率的CDF值的曲线图。该实验结果，显示了根据图39的实验环境中的测定结果所导出的标准化了的接收功率[dB]的CDF值的曲线。这里，纵轴的CDF值为3元件阵列天线装置100A中的接收功率，显示了在比横轴的值大的情况下所导出的累积概率。状态1、状态2分别为输入给加载在非激励元件A1、A2中的各个可变电容二极管61、62的逆偏置电压为(V1，V2)＝(0，25)[V]、(V1，V2)＝(25，0)[V]的情况下的累积概率分布曲线。选择逆偏置电压的切换前后中的接收功率较高的一方，所选择合成的结果的累积概率分布曲线，通过实线(分集)来表示。状态1以及状态2的情况下的结果，几乎沿着图40中的瑞利曲线，预想图39的实验环境为直接波的影响较小的衰减环境。通过不进行分集的情况下与进行的情况下的接收功率的差，也即分集增益，来评价3元件阵列天线装置100A的分集能力。从图40可以得知，在累积概率分布(CDF值)为90％的情况下进行比较，通过分集接收得到了约4dB的分集增益303，可以看出接收功率得到了改善。另外，在衰减更深的CDF值为90％时，得到了约7dB的分集增益304。如上所述，提案了基于3元件阵列天线装置100A的电抗分集，并通过实验进行了确认。通过试制作，证明了平面型3元件阵列天线装置100A能够通过电介质基板20a与两个可变电容二极管61、62构建。这意味着平面型3元件阵列天线装置100A能够通过低价安装。另外，如上所述，3元件阵列天线装置100A中，通过实验确认了切换前后的天线装置的输入阻抗是一定的。测定分集增益的结果得知，在CDF值为99％时得到了约7dB的分集增益。另外，根据实验能够确认，通过平面型3元件阵列天线装置100A所进行的分集接收，显示出了耐多路衰减能力。第6最佳实施方式图41为说明本发明的相关第6最佳实施方式的阵列天线装置100B的平面图。该第6最佳实施方式的相关阵列天线装置100B，与图9的阵列天线装置相比，以下几点不同。(1)具有图41中所示基板数据的电介质基板20b，代替电介质基板20。(2)接地导体11a的上下方向的长度为λg。这里，为通过电介质基板20b的介电率εr所求出的有效波长。另外，图41中，t为电介质基板20b的厚度，εr为其介电率，σ为形成在电介质基板20b上的导体的导电率。用于该最佳实施方式中所使用的阵列天线装置100B的控制装置，与图1的构成相同。这里，非激励元件A1、A2分别加载了作为可变电抗元件12-1、12-2的可变电容二极管。加载电抗只在可变电容二极管只能够得到负电抗，因此，在让介电性处于可变范围内的情况下，根据需要串联或并联连接阻抗。加载给可变电容二极管的直流偏压，通过图1的控制器10进行切换。也即，将加载电抗值(x1，x2)在(x1，xh)以及(xh，x1)这两个值之间切换，变化该阵列天线装置100B的指向性。该最佳实施方式值，将决定各分集支的指向性的加载电抗值，称作“分支电抗”。因此，通过上述电抗值的常数xh，x1所决定的两个指向性为“分集支”。根据该最佳实施方式的相关构成，能够不通过切换来变化天线的阻抗，二通过固定常数电路进行匹配。该最佳实施方式中，电抗值的切换，通过单一接收电路切换天线，可以使用天线切换分集(参照例如非专利文献7)或天线选择分集(参照例如非专利文献8以及9)的算法。以下通过后者的算法进行控制。一般来说，如果在无线接收器的天线系统中切换分集支，接收无线信号的相位就会变得不连续，至少在1～2个信号间会出错。为了避免这种状况，在接收帧或时隙的开头部三设置的前同步码区间中，将“分支电抗”在x1，xh这两个值之内切换，在RSSI(ReceiveSignalStrengthIndication，称作所接收电波信号的强度的数值化值)高侧固定分支电抗，接收该时隙的数据区间。因此，如果衰减相对时隙长度足够延迟，就能够得到与检波后选择合成的分集同等的特性。接下来，对使用该理想实施方式的相关阵列天线装置100B等的计算机模拟及其结果进行说明。另外，该计算机模拟中，通过计算机模拟来评价多路传送环境下的电抗分集接收的误码率特性。该计算机模拟中的各元素如表1所示。表1模拟诸要素元件数3元件间隔d＝0.1λ入射波的数8入射波方向均匀分布(0-2π)入射波振幅瑞利分布入射波相位均匀分布(0-2π)衰减对频率平坦低速衰减该计算机模拟中使用以下两个天线模型。(1)设置在无限地板上的具有半径为1/100波长的圆柱形状的单极天线装置(以下称作无限地板模型)。(2)在图41中所示厚度t＝0.6mm的高频用双面印刷基板(以下称作印刷基板)所制成的电介质基板20b上所形成的作为3元件电子控制波导器阵列天线装置的阵列天线装置100B(以下称作印刷基板模型)。这里，在电介质基板20b上形成条形导体所构成的微波传送带线路，其前端从接地导体11a的最上边向上延伸入/4(这里，入为自由空间波长)。测定频率为5.2GHz。微波传送带线路的线路宽度为让条形导体的特性阻抗为50[Ω]的值。因此，假定各个元件A0、A1、A2下端的端口P0、P1、P2，与构成单极元件的各个元件A0、A1、A2的接地导体11a的最上边中的电流几乎相等。该计算机模拟中，在基站中进行电抗分集接收，假定传送线路为图42所示的杰克(Jakes)模型。也即，M个单波随机从方位角(DOA)φ到达。各个单波的DOA均匀分布在0-2冗中，各个单波的相位与振幅分别为均匀分布以及瑞利分布。这里，hm、φm分别为第m个单波的传递函数以及DOA。单波的传递函数，是与激励元件A0的位置相对应的。如果给出各个单波的相位与振幅，到接收电路的输入为止的传递函数，就成为电子控制波导器阵列天线装置的指向性、分支电抗的函数，一般来说，在N+1元件的情况下，通过下式来表示。h(x1,x2,...xN)=Σm=1MD(φm)hm=Σm=1MhmwTa(φm)---(27)]]>也即，选择传递函数(x1，xh)与(xh，x1)的绝对值中较大的一方，作为接收信号的振幅。假定加法性白高斯噪声(AWGN)，为接收器输入中的热噪声，如果其功率密度为N0，则能够求出对应于衰减变动的瞬时信号与噪声功率比(Eb/N0)。这里，设调制方式为BPSK，假定通过延迟检波进行解调，则误码率(以下称作BER)Pc通过下式来表示(参照例如非专利文献10)。Pe=12e-γ---(28)]]>这里γ＝Eb/N0(29)该计算机模拟中，每个接收时隙(帧)中，通过随机数产生各个单波的hm、φm，求出传递函数h(x1)与传递函数h(xh)，或传递函数h(x1、xh)与传递函数x(xh、x1)，通过上述式(28)求出各个接收时隙的BER。也即，让时隙中没有衰减变动，对时隙长度假定足够迟的衰减。接下来，对等价权向量的计算进行说明。首先，通过上述式(19)以及式(20)计算出等价权向量w。导纳矩阵Y的各个要素，使用根据表1所示的元件形状与配置，通过矩(moment)法所求出的下列值。(1)无限地板模型的情况下的导纳矩阵的各要素y00＝8.843×10-4-j4.389×10-2y01＝y02＝1.545×10-3+j2.390×10-2y11＝y22＝9.882×10-3-j2.663×10-2y12＝8.944×10-4-j8.776×10-4(30)(2)印刷模型的情况下的导纳矩阵的各要素y00＝7.920×10-4-j1.383×10-2y01＝y02＝6.275×10-4+j6.212×10-3y11＝y22＝3.841×10-3-j8.665×10-3y12＝4.250×10-4+j6.770×10-4(31)这里，单位为S(西门子，Q-1)，ymn表示导纳矩阵Y的m+1行n+1列的要素。关于以上所得到的等价权向量w，在变化电抗值x1或电抗值x2时的轨迹，在使用无限地板模型的情况下，如图43至45所示，在使用印刷基板模型的情况下，如图46至48所示。在前者的无限地板模型的情况下，下式成立。(w0w1)＝wT(32)另外，在后者的印刷基板模型的情况下，下式成立。(w0w1w2)＝wT(33)根据非专利文献11，从电抗值x1或电抗值x2到等价权w0、w1或w2的映射是一次变换，因此，它们的轨迹都是圆，在减小电抗值x1或x2时的旋转方向都是逆时针方向。另外，图43至图45中，从0到-80Ω每10Ω绘制1个电抗值x2。接下来，对BER特性进行说明。使用所得到的等价权w，通过上述条件进行计算机模拟。所得到的BER特性如图49所示。为了进行比较，还显示了通过设置得足够远(10λ)且匹配的十分理想的无限地板模型(单极天线)所进行的空间分集，与该单极天线的无分集特性。分支电抗(xh、x1)，对于无限地板模型，显示了(0，-30)[Ω]与(0，-60)[Ω]的情况，对于印刷基板模型，显示了(0，-70)[Ω]与(0，-110)[Ω]的情况。其等价权在图43中通过箭头表示。无限地板模型中，在(0，-60)[Ω]的情况下特性最好，能够得到与空间分集几乎一致的特性。另外，在印刷基板模型中，(0，-110)[Ω]的情况下特性良好，但对于空间分集来说，在BER＝10-3中能够看到约3dB的恶化。根据以上结果，为了得到高分集增益，考虑在分集支之间，将等价权在复平面上间隔开设置。因此，在电抗分集的设计中，可以设定分支电抗，让对应的等价权在复平面上互相离开。根据图43至图45可以得知，分支电抗(0，-60)、(-60，0)[Ω]的组合延续上述基准。另外，在印刷基板模型中也能够看到约3dB的恶化。但是，恶化要因之一是阻抗不匹配所引起的，通过简单的匹配电路能够容易的改善。激励元件A0的等价权w0，是通过电抗匹配时的电流来标准化该元件A0的电流，因此，越远离w0＝1+j0，VSWR就越增加，增益下降下式程度的[dB]。10log(2Re[w0]-|w0|2)(34)图46的(x1，x2)＝(0，-110)[Ω]，对(w0＝0.97-j0.53)的增益降低，根据上述式(34)为1.5dB，因此，对设置有适当的阻抗匹配电路的情况下的空间分集恶化为剩余的1.5dB，在BER＝10-3中为10.5dB的分集增益。但是，图49的BER特性的曲线，与空间分集几乎平行，这表示作为分集支的相关几乎变为0。因此，剩余的1.5dB的恶化，表示平均增益(功率增益在全方位下的平均值)对理想的单极天线约为0.7。我们认为这是除了印刷基板模型的电介质基板20b的电介质损耗tanδ以及导电率所引起的损耗之外，解析模型的不完全性所引起的。也即，以上的解析，是根据图41的各端口P0、P1、P2中的电流，与单极天线的元件供电部(接地导体11a的最上边)相等的假定(近似)所进行的，但实际上由于3根条形线路相互之间的影响，一般是不同的。根据以上，作为电抗分集的设计基准，可以进行以下总结。(1)分集支(所切换的两个指向性)之间，让等价权在复平面上互相间隔开。也即，进行设定让复平面上的分集支之间的距离最大。(2)如果激励元件A0的等价权接近1+j0，则可以省略天线装置与供电电缆之间的阻抗匹配电路。上述(1)是根据特定条件下的模拟所得到的，对于其普遍性尚需在理论上进行探讨。但是，在分集支之间的等价权很接近的情况下，可以得知，两者的指向性也很接近，枝间的接收电平变高，分集增益降低。因此，上述(1)至少是必要条件。如上所述，在两个状态下切换电抗值，对二进制电抗分集接收特性，与电抗的设定基准进行评价。通过计算机模拟来评价多路传送模型中的瑞利衰减下的误码率。其结果是，在元件间隔0.1波长，3元件的构成中，在无限地板模型的单极天线的情况下，得到12dB的分集增益，在印刷基板模型的单极天线中得到10.5dB的分集增益。另外，对电抗值分集的设计基准进行讨论，表明等价权向量的枝间的相对关系，与供电元件的等价权，也即阻抗匹配非常重要。附录下面，使用非专利文献11中的理论，对加载电抗，也即分支电抗与等价权之间的关系进行理论说明。首先，使用行列式法则(cramer法则)的公式，求解出关于等价权向量w的上述式(20)，得到下式。wk=det(v0v1···vk-12zSu0vk+1···vN)detV---(35)]]>这里，V＝Y-1+X＝(v0v1v2…vN)；0≤k≤N(36)接下来，首先对等角性进行说明。对某个k，在将i≠k(0≤i≤N)时的所有电抗xi固定起来时的电抗xk到等价权向量wk以及wi的映射为一次变换，是等角映射。证明如下。某个矩阵V中，包含有电抗xk的要素只有对角要素的第k+1行k+1列。将作为上述式(18)的分母的det(V)在第k+1(0≤k≤N)列中展开，得到下式。detV=(zkk+jxk)detVk+1k+1+Σi=0,≠kN(-1)i+kzikdetVi+1k+1---(37)]]>这里，Vmn为从矩阵V中去掉m行n列所得到的矩阵，zmn表示导纳矩阵Y-1的第m行n列要素。因此，包含有xk的项只是右边第1项，关于电抗xk是1次式。同样，关于各个xi也是1次式。另外，上述式(18)的分子也一样，如果在第k+1列中展开，则能够得到下式，不包括xk。det(v0v1…vk-12zsu0vk+1…vN-1)＝(-1)k+22zsdetV1k+1(38)另外，关于各个xi是1次式。也即，变为下式的形式。因此，等价权wk是来自电抗xk的(关于复函数)一次变换，也是来自电抗xi的一次变换。所以，根据一次变换的性质，变换某个特定的电抗时的等价权wk的轨迹为圆。特别是，在固定电抗xi(0≤k≤N-1，i≠k)并变换电抗xk时，等价权wk描绘出通过原点的圆轨迹。接下来，下面对等价权轨迹的旋转角的共同性进行说明。如上所述，上述式(35)的分母为电抗xi的一次式，对所有的k都是共同的。另外，分子在i≠k时，在电抗xi的一次式中i＝k的情况下，不包括电抗xi。因此，等价权wk能够写成下式的形式。wk=aik+bikjxi+ci---(40)]]>这里，aik、bik、ci是通过导纳矩阵的逆矩阵Y-1，信号源阻抗zs以及加载电抗xi(i≠1)所决定的复数，不包括xi。特别是，在k＝I的情况下，aik＝0。此时，上述40的右边第2项的分母jxi+ci对应于电抗的变换，让复平面上的直线运动，因此，根据一次变换的性质的等价权wi的轨迹为通过原点的圆。这里，jxi+ci对所有的k是共同的，因此，等价权wk通过复数bik对1/(jxi+ci)的轨迹进行相似变换与旋转，通过复数aik进行平行移动。因此，轨迹圆上的旋转角，对所有的等价权wk包含有1/(jxi+ci)的圆轨迹上的旋转角与旋转方向，是共同的。也即，如果由于电抗xi的适当变化，让等价权wi在轨迹圆上旋转角度θ，则等价权wk也在同一个方向上旋转角度θ。其他变形例图50为说明在本发明的变形例的相关可变电抗元件12-1、12-2中所加载的控制电压所对应的输入阻抗Zin以及电抗值X1、X2的特性中，所能够设定的3个状态P1、P2、P3的曲线图。上述第1最佳实施方式中，对从两组电抗值组中选择1组电抗值组，使得能够得到给定值以上的分集增益且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变换的情况进行了说明，但本发明并不仅限于此，还可以如图50所示，从3组或3组以上电抗值组中选择1组电抗值组，使得能够得到给定值以上的分集增益且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变换。以上的实施方式中，上述阵列天线具有激励元件、设置为与上述激励元件间隔给定间隔的多个非激励元件以及与上述各个非激励元件分别相连接的多个可变电抗元件。通过变化上述各个可变电抗元件中所设定的电抗值，将上述各个非激励元件用作波导器或反射器，而变化阵列天线的指向特性的天线装置。这里，天线控制器10，最好根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，并不限定要让输入阻抗不发生实质变化，而为了得到给定值以上的分集增益，从分别设定多组电抗值组的多个情况中，根据在上述多个情况下所接收的各无线信号的信号品质，按照给定的选择基准，选择上述多组电抗值组中的1个组合，设定在上述多个可变电抗元件中。另外，上述多个情况，是根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变化，而分别设定多组电抗值组的情况。另外，上述各个无线信号的信号品质，并不仅限于信号功率，还可以使用信号强度、信噪比、包括干扰噪声的噪声与信号的比、载波信号与噪声比、误码率、帧错误率、包错误率中的任一个进行评价。另外，上述选择基准，最好让上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质为给定阈值以上。或者，上述选择基准，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质为信号功率、信噪比、包括干扰噪声的噪声与信号的比、载波信号与噪声比中的任一个的情况下，最好选择让该信号品质为最大值的电抗值组。或者，上述选择基准，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质为误码率、帧错误率、包错误率中的任一个的情况下，选择让该信号品质为最小值的电抗值组。另外，天线控制器10，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质不满给定的阈值时，从上述多组电抗值组中选择任意1个电抗值组，重复上述选择的处理，直到所选择的电抗值组中上述信号品质达到给定的选择基准。或者，天线控制器10，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质不满足给定的阈值时，从上述多组电抗值组中按照给定的顺序选择1个电抗值组，重复上述选择的处理，直到该所选择的电抗值组中上述信号品质达到给定的选择基准。另外，天线控制器10，最好一边将上述阈值在给定范围内变化，一般切换上述多个情况，将上述各个无线信号的信号品质满足给定的选择基准时的阈值，设定为上述阈值。另外，上述天线控制器10，最好让目前所选择的电抗值组的情况中的无线信号的信号品质，降低给定自然数的次数以上的比上述阈值低的另一个阈值，进行上述阈值的设定。另外，或者，上述天线控制器10，最好在检测出安装有上述阵列天线的控制装置的无线通信装置的移动时，进行上述阈值的设定。另外，天线控制器10。最好在安装有上述阵列天线的控制装置的无线通信装置的调制解调方式被切换时，进行上述阈值的设定。另外，天线控制器10。最好在安装有上述阵列天线的控制装置的无线通信装置的使用频率被切换时，进行上述阈值的设定。另外，天线控制器10，最好在按照上述选择基准，选择上述多组电抗值组中的1个组，设定在上述多个可变电抗元件中时，在给定的期间停止该组的切换。如上所述，本发明的相关阵列天线的控制装置，是具有用来接收被发送的无线信号的激励元件、设置为与上述激励元件间隔给定间隔的多个非激励元件以及与上述各个非激励元件分别相连接的多个可变电抗元件，通过变化上述各个可变电抗元件中所设定的电抗值，将上述各个非激励元件用作波导器或反射器，而变化阵列天线的指向特性的阵列天线的控制装置。这里，上述阵列天线的控制装置，具有根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，而为了得到给定值以上的分集增益，从分别设定多组电抗值组的多个情况中，根据在上述多个情况下所接收的各无线信号的信号品质，按照给定的选择基准，选择上述多组电抗值组中的1个组合，设定在上述多个可变电抗元件中的控制机构。因此，与以前的技术相比，硬件构成非常简单，同时，能够通过非常简单的控制，得到相当大的分集增益。特别是，能够通过简单的1位控制得到存在多路衰减时的天线增益的很大的改善效果，因此，能够实现可安装在便携式终端装置或PC卡等民用消费品终端装置中的分集天线。另外，本发明的相关1位控制中，不需要在连续控制可变电抗元件的以前技术中所必须的控制电压发生用DA转换器，因此，能够实现天线装置的进一步小型化与低价化。另外，上述阵列天线的控制装置中，上述多个情况，是根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变化，而分别设定多组电抗值组的情况。因此，与以前技术相比，硬件构成非常简单，同时，能够通过非常简单的控制得到大分集增益。另外，上述阵列天线的输入阻抗不会发生实质变化。另外，本发明的相关阵列天线装置，是具有1个激励元件、夹持上述激励元件且与上述激励元件设置在一条直线上的两个非激励元件，以及与上述各个非激励元件分别相连接的两个可变电抗元件，通过变化上述各个可变电抗元件中所设定的电抗值，将上述各个非激励元件用作波导器或反射器，而变化阵列天线的指向特性的阵列天线装置。这里，上述阵列天线装置具有具有互相平行的第1面与第2面的电介质基板、形成在上述电介质基板的第2面中的给定第1区域中的接地导体、以及在上述电介质基板的第1面上，具有从面对上述第1区域的区域突出的给定长度，且具有给定间隔所形成的分别用作上述激励元件与上述两个非激励元件的3个条形导体。因此，能够在3元件的电子控制波导器阵列天线装置中，提供一种小型·轻量且薄型的阵列天线装置。产业应用根据所述的本发明，与以前技术相比，硬件构成非常简单，同时，能够通过非常简单的控制，得到相当大的分集增益。另外，上述阵列天线的输入阻抗不会发生实质变化。特别是，能够通过简单的1位控制得到存在多路衰减时的天线增益的很大的改善效果，因此，能够实现可安装在便携式终端装置或PC卡等民用消费品终端装置中的分集天线。另外，本发明的相关1位控制中，不需要在连续控制可变电抗元件的以前技术中所必须的控制电压发生用DA转换器，因此，能够实现天线装置的进一步小型化与低价化。另外，在3元件的电子控制波导器阵列天线装置中，能够提供一种小型·轻量且薄型的阵列天线装置。权利要求1.一种阵列天线的控制装置，具有用来接收被发送的无线信号的激励元件、设置为与上述激励元件间隔以给定间隔的多个非激励元件以及与上述各个非激励元件分别相连接的多个可变电抗元件，通过变化上述各个可变电抗元件中所设定的电抗值，将上述各个非激励元件作为波导器或反射器动作，而变化阵列天线的指向特性，其特征在于，具有根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，从分别设定多组电抗值组的多个情况中，根据在上述多个情况下所接收的各无线信号的信号品质，按照给定的选择基准，选择上述多组电抗值组中的1个组，设定在上述多个可变电抗元件中的控制机构。2.如权利要求1所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述多个情况，是根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变化，而分别设定多组电抗值组的情况。3.如权利要求1或2所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述各个无线信号的信号品质，使用信号强度、信号功率、信噪比、包括干扰噪声的噪声与信号的比、载波信号与噪声比、误码率、帧错误率、包错误率中的任一个进行评价。4.如权利要求1至3中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述选择基准，是上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质为给定阈值以上。5.如权利要求1至3中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述选择基准，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质为信号功率、信噪比、包括干扰噪声的噪声与信号的比、载波信号与噪声比中的任一个的情况下，选择让该信号品质为最大值的电抗值组。6.如权利要求1至3中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述选择基准，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质为误码率、帧错误率、包错误率中的任一个的情况下，选择让该信号品质为最小值的电抗值组。7.如权利要求1至6中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述控制机构，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质不足给定的阈值时，从上述多组电抗值组中任意选择1个电抗值组，重复上述选择的处理，直到所选择的电抗值组中上述信号品质达到给定的选择基准。8.如权利要求1至6中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述控制机构，在上述多个情况下所接收的各个无线信号的信号品质不足给定的阈值时，从上述多组电抗值组中按照给定的顺序选择1个电抗值组，重复上述选择的处理，直到该所选择的电抗值组中上述信号品质达到给定的选择基准。9.如权利要求1至8中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述控制机构，一边在给定范围内变化上述阈值，一边切换上述多个情况，将上述各个无线信号的信号品质满足给定的选择基准时的阈值，设定为上述阈值。10.如权利要求1至9中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述阵列天线具有偶数个非激励元件与偶数个可变电抗元件，上述偶数个非激励元件，由至少1个的第1组非激励元件，与至少1个的第2组非激励元件构成，上述偶数个的可变电抗元件，由分别与上述第1组各个非激励元件相连接的第1组可变电抗元件，以及分别与上述第2组各个非激励元件相连接的第2组可变电抗元件构成，上述多个情况，包括对上述第1组与第2组可变电抗元件设定第1电抗值组的第1情况，与对上述第1组与第2组可变电抗元件设定第2电抗值组的第2情况，上述控制机构，根据上述第1与第2情况下分别所接收的各个无线信号的信号品质，选择电抗值组，设定在上述第1以及第2组可变电抗元件中。11.如权利要求10所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述阵列天线，具有第1与第2非激励元件，上述第1电抗值组为对上述第1与第2非激励元件所设定的电抗值Xa、Xb构成，上述第2电抗值组为对上述第1与第2非激励元件所设定的电抗值Xb、Xa构成。12.如权利要求1至9中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述天线阵列，具有从上述激励元件只间隔以给定的间隔，且互相之间实质上间隔相同的角度所设置的多个非激励元件，上述多个情况包括，根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，分别设定将各个电抗值循环所得到的多组电抗值组的情况。13.如权利要求1至9中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述天线阵列，具有从上述激励元件只间隔以给定的间隔，且互相之间间隔相同的角度所设置的多个非激励元件，上述多个情况，包括根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变化，而分别设定将各个电抗值循环所得到的多组电抗值组的情况。14.如权利要求1至9中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述天线阵列包括，以通过上述激励元件的位置的对称线作为对称轴而线对称设置的至少1对非激励元件，具有位于上述对称线上或以对称线为对称轴而线对称设置的多个非激励元件；上述多个情况包括，根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，分别设定将上述线对称所设置的至少1对非激励元件的电抗值互换所得到的多组电抗值组的至少两个情况。15.如权利要求1至9中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述天线阵列，包括以通过上述激励元件的位置的对称线为对称轴而线对称设置的至少1对非激励元件，具有位于上述对称线上或以对称线为对称轴而线对称设置的多个非激励元件；上述多个情况包括，根据通过上述阵列天线所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，且让上述阵列天线的输入阻抗不发生实质变化，而分别设定将上述线对称所设置的至少1对非激励元件的电抗值互换所得到的多组电抗值组的至少两个情况。16.如权利要求1至15中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况的累积概率的CDF值，为给定值时，设定上述多组电抗值组，使得分集增益实质上最大。17.如权利要求1至15中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于在作为所接收的无线信号的信号功率超过给定的信号功率的情况的累积概率的CDF值，为给定值时，设定上述多组电抗值组，使得分集增益为给定值以上。18.如权利要求1至13中任一个所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述阵列天线，具有1个激励元件与夹持上述激励元件且与上述激励元件设置在一条直线上的两个非激励元件。19.如权利要求18所述的阵列天线的控制装置，其特征在于将上述激励元件与上述各个非激励元件之间的距离，设定为所接收的无线信号的波长的0.1倍至0.35倍之间的长度中的1个长度。20.如权利要求18或19所述的阵列天线的控制装置，其特征在于上述阵列天线具有具有互相平行的第1面与第2面的电介质基板；以及形成在上述电介质基板的第2面中的给定第1区域中的接地导体；以及在上述电介质基板的第1面上，具有从与上述第1区域相面对的区域突出的给定长度，且具有给定间隔而形成的分别作为上述激励元件与上述两个非激励元件动作的3个条形导体。21.一种阵列天线装置，是具有1个激励元件，与夹持上述激励元件且与上述激励元件设置在一条直线上的两个非激励元件，以及与上述各个非激励元件分别相连接的两个可变电抗元件，通过变化上述各个可变电抗元件中所设定的电抗值，将上述各个非激励元件作为波导器或反射器动作，而变化阵列天线的指向特性，其特征在于，具有具有互相平行的第1面与第2面的电介质基板；以及形成在上述电介质基板的第2面中的给定第1区域中的接地导体；以及在上述电介质基板的第1面上，具有从与上述第1区域相面对的区域突出的给定长度，且具有给定间隔而形成的分别用作上述激励元件与上述两个非激励元件的3个条形导体。22.如权利要求21所述的阵列天线装置，其特征在于将上述激励元件与上述各个非激励元件之间的距离，设定为所接收的无线信号的波长的0.1倍至0.35倍之间的长度中的1个长度。全文摘要阵列天线装置(100)，具有接收被发送的无线信号的激励元件(A0)、两个非激励元件(A1、A2)以及与各个非激励元件(A1、A2)分别相连接的两个可变电抗元件(12－1、12－2)，通过变化其中所设定的电抗值，来变化它的指向特性。天线控制器(10)根据所接收到的无线信号，为了得到给定值以上的分集增益，根据各无线信号的信号品质，从对两个可变电抗元件(12－1、12－2)设定第1电抗值组的第1情况，与对其设定第2电抗值组的第2情况中，选择并设定1个电抗值组。文档编号H01Q3/00GK1723588SQ200480001939公开日2006年1月18日申请日期2004年1月8日优先权日2003年1月8日发明者泽谷琢磨,饭草恭一,太郎丸真,大平孝,荒木晃司申请人:株式会社国际电气通信基础技术研究所