网络中的总损耗。
[0122] 图6图示了具有8°的静态下倾的图3至5的天线馈电器的性能。该馈电器网络 与2个数字波束形成器抽头[0-2地的衰减和0-360°的相移]相组合而被使用并且提供了 16地的旁瓣电平。
[0123] 图7示出了在5和10°的动态下倾之下的该天线馈电器的性能。该天线馈电器的 布置没有被改变，并且数字波束形成器加权被修改W使得波束倾斜而朝向特定的扇区。在 该个示例中，实现了具有16地旁瓣电平的10°的动态下倾的扇区化。类似地，在下倾5° 处的扇区导致13地的旁瓣电平。对于该两个扇区，实现了所要求的5. 4°的3地波束宽度 和朝向主瓣的最大能量。因为收发机的数目是2个，所W该些数字波束形成器具有减少的 自由度，并且下倾范围小于或等于7°。随着收发机的数目增加，如现在将在下面描述的，下 倾的范围显著地增加。 阳124] 示例2 :11个天线巧日个收发化
[0125] 图8至10图示了一种天线馈电器，该天线馈电器使用连接至11个天线的5个收 发机并且被设计为最小化插入损耗。该天线馈电器意图为实现具有12°的动态下倾范围的 16地旁瓣电平，连同沿着所期望的扇区的4°的3地波束宽度同时最小化插入损耗。该布 置被约束为具有如下的功率分配器，该些功率分配器具有小于4地的功率比W及少于3的 分配器和禪合器级的数目。
[0126] 如图8中所示出的，来自收发机[未示出]的输出被提供在功率分配器组60-2的 第一级60A-2处，在此处它们被功率划分。级60A-2的输出被提供给第二级60B-2。在该 个示例中，功率分配器组60-2包括2个级。第一级60A-2包括5个3-端口Wilkinson分 配器，而级60B-2包括5个3-端口分配器。功率分配器组60-2的输出被提供给移相器组 70-2。在该个示例中，P等于15。
[0127] 图9图示了移相器组70-2。该移相器组接收来自功率分配器组60-2的输出。互 连区域70A-2对被提供给移相器70B-2的信号的排序进行重新分布。移相器70B-2对所接 收的信号中的每个信号执行相移。通常，使用标准的基于微带线的传输线路来实现相位上 的该种移动，并且该线路的长度对应于所期望的相移。然而，将意识到，可W提供移相器的 其他布置。来自移相器组70-2的输出被提供给混合禪合器组80-2。
[0128] 混合禪合器组80-2包括3个级。在第一级80A-2中，移相器输出P3和P4被输出 给ratrace禪合器140的端口 2和3。类似地，相移输出P6和P7、P9和P10、W及P12和 P13被输入给对应的ratrace禪合器150、160、170的端口 2和3。
[0129] 在第二级80B-2中，禪合器140的和值端口 1和禪合器170的差分端口 4的输出 作为输入被馈送给第二级ratrace禪合器180。类似的输入被提供给其他第二级race禪 合器190至210中的每一个。
[0130] 第二级ratrace禪合器180至210的和值端口和差分端口的输出随后利用第H 级80C-2中的Wilkinson组合器220至250而被组合，并且与适当的天线相连接。
[0131] 如上面所提到的，每个ratrace禪合器在其端口 4处提供禪合器中的插入损耗。 插入损耗由于幅度和相位上的失配而发生。对于阻抗被匹配的布置，插入损耗由于不等同 的相移而发生。应当注意，该天线馈电器的相位进度是线性的。因此，来自差分端口 4的隔 离信号提供了在天线3、5、7和9处为了实现所期望的波束图案所要求的相位校正的测量。 在级2和3中对该个相位校正再循环和组合减少了插入损耗并且最终导致了优化的波束图 案。
[0132] 图11示出了具有8°的静态下倾的图8至10中所示出的天线馈电器的性能。该 天线馈电器与5个数字波束形成器抽头[0-2地的衰减和0-360°的相移]相组合地被使 用，并且提供在8°的下倾处的22地的旁瓣电平。
[0133]图12图示了具有2和14°的动态下倾的性能。该天线馈电器没有被改变，并且数 字波束形成器的权值被修改w使得波束倾斜而朝向特定的扇区。在该种情况中，实现了具 有19地旁瓣电平的14°的扇区化动态下倾。类似地，在2°的下倾处的扇区导致18地的 旁瓣电平。对于该两个扇区，实现了所要求的4. 5°的3地波束宽度和朝向主瓣的最大能 量。
[0134] 相应地，能够看出，针对有源天线架构的成本和有源组件的数目上的减少中的2 或更多的因子能够被实现。该种布置即使在收发机的部分失效之下也改进了天线阵列的性 能。通用的因式分解（factorization)允许了针对特定的天线馈电器要求的解决方案的快 速生成。 。"引 天线馈由器巧计
[0136] 图13至16图示了用于达到特定的天线馈电器设计的一般性的方法步骤。与所使 用的确切方法有关的更多细节能够在附录A处找到。将意识到，该种方法能够动态地被实 施W提供原位使用例如微机电系统（MEM巧技术的天线馈电器的动态重设计。
[0137] 图13图示了针对所有的可能下倾来估计优化的天线馈电器网络的方法步骤。然 而，该种方法不一定适合于最小化插入损耗。
[013引图14和15图示了使用图13中所估计的优化天线馈电器网络并且重新设计该天 线馈电器网络W最小化插入损耗的方法步骤。
[0139]图16图示了利用重新设计的天线馈电器网络和所要求的下倾来估计用于数字波 束形成器的参数的方法步骤。 阳140] 附录A-详细的天线馈由器巧计
[0141] 在减少尺寸的有源无线收发机中的RF馈电器网络和数字波束形成器的联合优化
[0142]利用数字波束形成的多输出系统能够导致蜂窝通信系统的容量和信号覆盖上的 显著改进。通常，该些系统具有连接至每个天线的有源收发机，并且提供了用W对信号进行 自适应波束形成/复用的灵活性。然而，有源收发机的集合也显著地增加了大规模天线阵 列系统的规模和成本。我们提议了一种部分自适应的波束形成器设置，其中减少数目的具 有数字波束形成器值B巧的收发机通过RF天线馈电器网络（AFN)而连接至增加数目的天 线。
[0143] 给定该种架构，我们提出了一种估计对于不同蜂窝基站所要求的收发机的最小数 目的方法。我们提议了对提供相关波束图案的DBF和AFN权值进行联合设计的算法，同时 满足对性能和操作约束的主控化ost)。随后，我们考虑了在该种网络的设计中的实践限制， 并且使用微波组件来因式分解AFN。最后，我们提供了用于宏小区和小小区场景的AFN的实 例，突出了由该些算法所指定的理论界限与由该些架构W及它们的实践实例化所指定的仿 真结果之间的相似性和差异。
[0144]I.引言
[0145]A.W前的工作和目标
[0146] 下一代无线网络将在蜂窝基站处采用多个有源收发机或者有源天线阵列（AAA) 来实现接近于理论极限的可靠通信[1]。与宏小区和更小的小区架构相组合地被使用的该 种有源天线阵列，将允许朝向特定用户的信号的自适应扇区化W及不同蜂窝基站之间的增 加的协调，最终导致了能量高效的发射。然而，在发射机处引入多个收发机也显著地增加了 射频（R巧前端的成本。
[0147] 考虑一种多天线发射机设置，其中每个天线连接至专属的RF链和基带收发机。尽 管通常使用自适应波束形成技术巧]，但是该样的系统将引起对任何给定的蜂窝基站的资 本支出和运营支出的显著消耗。后退至无源的远程无线电头端将迫使我们放弃掉使用AAA 设置所看到的所有可实现的益处。本研究综合性地探索了将减少数目的收发机映射至增加 数目的天线的所有可能的方式。我们的根本目标是找出如下架构的列表，该些架构W-部 分资本允许了由AAA提供的所要求的灵活性。
[0148]我们考虑一种设置，其中发射信号在数字域中自适应地被波束形成，使用Np。个 RF链/收发机的集合从基带而被转换至RF。该些RF信号随后使用如图Al(b)所示出的 NtXNpa(Nt〉〉Npa)的天线馈电器网络（AFN)而被连接至Nt个天线。具有减少数目的RF链的 模拟波束形成架构之前已经被提议用于低功率收发机巧]。然而，对于大于30地m的福射功 率（如在蜂窝基站中所要求的），不可能设计自适应的RF电路、变容二极管等。该一基础 限制将RF馈电器网络局限于将收发机/PA与天线相连接的固定波束形成网络/矩阵的空 间。具有单个收发机和电倾斜布置的用于斯二10)的相控阵系统已经被示出在[4]、[5] 中。该样的方法具有诸如定向禪合器、功率分配器和移相器的微波组件的网络W实现所期 望的机电/电的波束倾斜。该些系统固有地被下倾的范围、不良的性能、网络中的损耗、W 及该设置的灵活性所限制。
[0149] 在本论文中我们的目标是设计用于不同蜂窝架构的优化馈电器网络和数字波束 形成器值B巧权值。我们的设计关注点针对各种蜂窝架构而变化。在宏小区设置中，该关 注点是提供高度方向性的波束并且最小化馈电器网络中的损耗，同时满足针对不同扇区的 旁瓣电平（SLL)和PA的动态范围。在小小区或城市小区（metro-cell)的设置中，该关注 点是针对正交波束图案和化L进行优化，同时在馈电器网络中的损耗上进行牺牲。一些设 计问题是（1)选取用于下倾范围的不同集合的Np。，W及（2)选择满足S化和PA约束的AFN 组件和DBF权值，W及（3)确定AFN中的因式分解级。
[0巧0]B.连接
[0151] 在阵列信号处理文献中，已经设计了几种类型的RF预处理器来减小接收机链的 尺寸并且最小化功耗[6]、[7]。该些技术被分组在"波束空间处理"之下，并且提供了一种 用W设计对用于给定的代价函数的数据模型进行优化的波束形成器的系统性方法。然而， 它们没有采取实践限制/约束或者