专利名称：电感性负载电流控制电路以及电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电感性负载电流控制电路以及电源装置。
背景技术：
开关电源或电动机控制用逆变器等中所使用的电感性负载电流控制电路，让串联连接在输入电压与接地电位之间的两个开关元件交替导通，通过控制其导通时间，来控制与两个开关元件的接点相连接的电感(电感性负载)中流通的电流(电感电流)。近年来，在通过开关元件控制电感性负载的电源装置，例如DC-DC变换器等中，要求准确检测并控制电感性负载中流通的电流的技术。
对输出比输入电压低的电压的降压DC-DC变换器进行说明。降压DC-DC变换器中，一般被称作同步整流型的是，通过让串联在输入电压与接地电位之间的第1与第2开关元件交替开关(ON/OFF)，将接点的电位交替与输入电压以及接地电压导通。通过将该电压用电感器与电容器所构成的低域滤波器平均化，从输出端输出直流电压。将放大输出电压与基准电压的差电压得到的误差电压，变换为由PWM变换器脉冲宽度调制后的信号，通过对第1与第2开关元件交替开关的时间的比(占空比)进行控制，来控制输出电压变为目标值。
进而，近年来的技术中，采用对电感器中流通的电流进行监视，一旦达到设定电流，便切换开关状态进行控制的方法。该电感器电流的监视方法，主要有两种方法。其一是，对串联在输入电压与接地电位间的第1与第2开关元件中，设置在输入电压侧的第1开关元件中流通的电流进行监视，控制电感器中流通的三角波状的电流的最大值的方法。另一种是，对串联在输入电压与接地电位间的第1与第2开关元件中，设置在接地电位侧的第2开关元件中流通的电流进行监视，控制电感器中流通的三角波状的电流的最小值的方法。
公知在让降压DC-DC变换器在低占空比周期下进行动作的情况下，与控制电流的最大值相比，控制最小值更容易对应高速的开关频率(例如，参照特开2001-136737号公报)。
使用图5，对特开2001-136737号公报中所公开的、由控制电感器中流通的三角波状电流的最小值的方法实施的、以往例的降压DC-DC变换器进行说明。
图5为说明典型的以往例的降压DC-DC变换器(电源装置)之构成的电路图。输入端子117，与输出直流电压的外部电源104的一端相连接。外部电源104的另一端与连接接地电位的接地端子118相连接。图5的以往例的降压DC-DC变换器(电源装置)，从输入端子117与接地端子118输入由外部电源104所输出的直流电压。
第1开关元件(高电位侧开关元件)119以及第2开关元件(低电位侧开关元件120)，串联在输入端子117与接地端子118之间。采用P沟道型FET的第1开关元件(高电位侧开关元件)119的源极，与输入端子117相连接。采用N沟道型FET的第2开关元件(低电位侧开关元件)120的源极，与接地端子118相连接。
电感器123的一端，与高电位侧的开关元件119以及低电位侧开关元件120的各个漏极、以及电流检测放大器501的反相输入端子的接点122相连接。电感器123的另一端，与滤波电容器124的一端以及输出端子125相连接。
降压DC-DC变换器的输出端子125与接地端子118之间，连接有图示被省略的外部负载。
电流检测放大器501的两个输入端子，分别与低电位侧开关元件120的两端相连接，输出与其下降电压成比例的电压。
基准电压发生部101，输出基准电压VREF。
误差放大器102的同相输入端子，与基准电压发生部101相连接，输入基准电压VREF，反相输入端子与输出端子125相连接，输入输出电压Vout。误差放大器102，将基准电压VREF与输出电压Vout的差电压放大，并将放大之后得到的误差电压输出给误差电压输入端子126。
比较器502的同相输入端子，经误差电压输入端子126与误差放大器102的输出端子相连接，比较器502的反相输入端子与电流检测放大器501的输出端子相连接。比较器502，将电流检测放大器501所输出的与低电位侧开关元件120的下降电压成比例的电压，与误差放大器102所输出的误差电压进行比较，在低电位侧开关元件120的下降电压不满误差电压时，输出High，反之输出Low。
振荡器115输出图5的降压DC-DC变换器的动作频率的时钟。
开关元件控制电路116，是上升沿触发的置位/复位型触发器。开关元件控制电路116的置位端子与比较器502相连接，输入比较器502的输出电压。开关元件控制电路116的复位端子与振荡器115相连接，输入由振荡器115所输出的时钟。
开关元件控制电路116由RS触发器构成，在输入至复位端子的时钟从Low切换到High时，变为复位状态。复位状态中，开关元件控制电路116将第1开关元件119设为截止状态，将第2开关元件120设为导通状态。
开关元件控制电路116，在输入给置位端子的比较器502的输出电压从Low切换到High时，变为置位状态。置位状态中，开关元件控制电路116将第1开关元件119设为导通状态，将第2开关元件120设为截止状态。
图5中，电流检测放大器501、比较器502、振荡器115、开关元件控制电路116、输入端子117、接地端子118、第1开关元件119、第2开关元件120、电感器123、输出端子125、误差电压输入端子126，构成以往例的电感性负载电流控制电路。
对使用如上所构成的以往的电感性负载电流控制电路的降压DC-DC变换器的动作进行说明。降压DC-DC变换器的输出端子125与接地端子118之间，连接有图示省略的外部负载。
开关元件控制电路116，在起动时被设为置位状态，将高电位侧的第1开关元件119设为导通状态，将低电位侧的第2开关元件120设为截止状态。从外部电源104经输入端子117、开关元件119、电感器123给滤波电容器124与外部负载供给电流。电感电流IL(t)随时间t增加，在电感器123中积蓄能量。使该状态持续，电感电流便随着时间不断增加。
开关元件控制电路116，每隔给定时间，从复位端子被输入振荡器115所输出的时钟。开关元件控制电路116，在从复位端子所输入的时钟从Low切换到High时，变为复位状态，将高电位侧的第1开关元件119设为截止状态，将低电位侧的第2开关元件120设为导通状态。
通过电感器123中所积蓄的能量，电感电流具有保持之前的状态并连续流动的特性。电感电流，被从接地端子118经低电位侧的开关元件120与电感器123，提供给与输出端子125相连接的外部负载。
第2开关元件120从截止状态切换到导通状态时，与电流检测放大器501所输出的低电位侧开关元件120的下降电压成比例的电压，比误差放大器102所输出的误差电压高。比较器502输出Low。该状态下，电感电流随着时间而减小。
一旦低电位侧的第2开关元件120的下降电压不满误差电压，比较器502的输出便从Low切换到High。通过这样，开关元件控制电路116，再次变为置位状态，将低电位侧的第2开关元件120设为截止状态，将高电位侧的第1开关元件119设为导通状态。从外部电源104经输入端子117、第1开关元件119、电感器123，给滤波电容器124与外部负载供给电流。电感电流IL(t)随时间t增加，在电感器123中积蓄能量。
以下，重复上述动作。在电路达到平衡动作状态时，作为比较器502的两个输入信号的、电流检测放大器501所输出的三角波状的电压的最小值，与误差放大器102所输出的误差电压的值相一致。
这样以往例的降压DC-DC变换器(电源装置)，对低电位侧的第2开关元件120中流通的电流进行监视，控制电感器123中流通的三角波状的电流的最小值。
专利文献1特开2001-136737号公报以往例的降压DC-DC变换器，构成为将低电位侧的第2开关元件中的下降电压与误差电压进行比较。低电位侧第2开关元件中的下降电压，通过其导通电阻与电感电流的乘积来表示。开关元件一般使用FET(场效应晶体管)，但其导通电阻因半导体制造工艺的偏差而具有较大的个体误差。这种情况下，对于一定的电感电流，低电位侧的第2开关元件中的下降电压中会具有较大的个体误差。
电流检测放大器501的输入偏移电压，通常也在正负10mV左右。电流检测放大器501的增益中存在偏差。对低电位侧开关元件120中的下降电压的偏差加上输入偏移电压，这样，由存在偏差的增益放大之后的电流检测放大器501的输出，具有更大的个体误差。
如上所述，在电路处于平衡动作状态时，作为比较器的两个输入信号的电流检测放大器501所输出的三角波状的电压的最小值、与误差电压相一致。因此，与电流检测放大器的输出相一致的误差电压中也存在较大的个体误差，其结果是，DC-DC变换器的输出电压中会具有较大的个体误差。
如果代替对低电位侧开关元件120中的下降电压进行的放大，采取在低电位侧开关元件120与接地端子118之间串联插入高精度的电阻，并对电阻的下降电压进行放大的方法，就能够减小下降电压的个体误差。但是，由于不能消除由电流检测放大器501带来的误差，并且电阻中的下降电压会增加功率损耗，因此存在DC-DC变换器的功率效率不高这一大缺点。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种不会导致功率效率下降，能够高精度检测并控制电感性负载中流通的电流(电感电流)的电感性负载电流控制电路以及电源装置。
本发明的一方案的电感性负载电流控制电路，其特征在于，具有将输入电压输入的输入端子；将输出电压输出的输出端子；基准电源，其为具有输出基准电流的电流驱动能力的电流源；串联连接在上述输入端子与接地电位间的第1开关元件以及第2开关元件；电感性负载，其一端与上述第1开关元件和上述第2开关元件的接点相连接，另一端与上述输出端子相连接，来输出上述输出电压的电感性负载；一端与上述第1开关元件和上述第2开关元件的接点相连接的第3开关元件；电流比较器，其一端与上述基准电源的输出端子相连接，另一端与上述第3开关元件的另一端相连接，将上述第3开关元件的电流驱动能力与上述基准电流的电流驱动能力相比较，判断其大小关系并输出；以及，开关元件控制电路，其交替控制第1状态与第2状态，并根据上述电流比较器的输出，控制从上述第2状态向上述第1状态的迁移，第1状态中，让上述第1开关元件导通，让上述第2开关元件与上述第3开关元件不导通，从上述输入电压向上述电感性负载流通电流，第2状态中，让上述第1开关元件不导通，让上述第2开关元件与上述第3开关元件导通，通过上述第1状态中在上述电感性负载中积蓄的能量，上述第2开关元件中从上述接地电位向上述电感性负载流通电流。
根据本发明，通过使用第3开关元件与电流比较器，能够实现一种高精度检测出电感性负载中流通的电流，来控制电感性负载的电流的电感性负载电流控制电路。典型的电感性负载电流控制电路，高精度检测出电感性负载中流通的三角波状的电流的最小值，来控制电感性负载的电流。
本发明的另一方案的上述电感性负载电流控制电路中，上述基准电源，由串联连接的电压源与电阻构成，从上述电阻的一端得到给定的电流。
本发明的另一方案的上述电感性负载电流控制电路中，上述基准电源，是具有输出给定的基准电流的电流驱动能力的基准电流源，通过控制上述基准电流源的电流驱动能力的大小，来控制上述电感性负载的输出电压。
根据本发明，能够实现一种通过控制基准电流源的电流驱动能力的大小，将电感性负载中流通的电流控制为任意值的电感性负载电流控制电路。
本发明的再另一方案的上述电感性负载电流控制电路中，上述第2开关元件与上述第3开关元件由晶体管构成，设定其导通电阻，使得上述第3晶体管中流通的电流小于上述第2晶体管中流通的电流。
根据本发明，能够实现一种第3开关元件不会给电感性负载的输出电压带来影响，高精度检测出电感性负载中流通的电流的电感性负载电流控制电路。
本发明的再另一方案的上述电感性负载电流控制电路中，上述电流比较器具有晶体管，其一端与上述基准电源相连接，另一端与上述第3开关元件的另一端相连接，通过给控制端子输入给定的电压，让与另一端上连接的上述第3开关元件的另一端的接点之间的电位，接近近似接地电位，将上述基准电源与上述晶体管的一端间的任意点的电位、或将该电位二值化之后的值，作为判断结果输出。
第3开关元件除了电流驱动能力小于第2开关元件之外，具有与第2开关元件相同的特性。通过将第3开关元件的另一端的电位控制为近似于接地电位，能够让第3开关元件中流通的电流与第2开关元件中流通的电流具有比例关系。
根据本发明，通过检测出第3开关元件中流通的电流，能够高精度检测出第2开关元件中流通的电流。
本发明的一方案的电源装置，具有输出基准电压的基准电压发生部；上述任一项所述的上述电感性负载电流控制电路；以及，将上述基准电压与上述电感性负载电流控制电路的上述输出电压进行比较，并输出将其差电压放大之后的误差电压的误差放大器，控制上述电感性负载电流控制电路的上述基准电流的值，使得上述误差电压的绝对值较小。
根据本发明，能够实现一种高精度检测出电感性负载中流通的电流，输出稳定的输出电压的电源装置。典型的是电感性负载电流控制电路，高精度检测出电感性负载中流通的三角波状的电流的最小值。
根据本发明，可得到能够实现一种高精度检测出电感性负载中流通的电流，控制电感性负载的电流的电感性负载电流控制电路这一有利效果。典型的是电感性负载电流控制电路，高精度检测出电感性负载中流通的三角波状的电流的最小值，控制电感性负载的电流。
根据本发明，可得到能够实现一种高精度检测出电感性负载中流通的电流，输出稳定的输出电压的电源装置这一有利效果。
图1为表示本发明的实施方式1的电源装置之构成的图。
图2为表示本发明的实施方式1中的动作的时序图。
图3为表示本发明的实施方式2的电源装置之构成的图。
图4为表示本发明的实施方式3的电压稳定化电路、单稳态多谐振荡器及其周边电路的图。
图5为使用以往例的电感性负载电流控制电路的降压DC-DC变换器的电路图。
具体实施例方式
下面对照附图，对具体说明用来实施本发明的最佳方式的实施方式进行叙述。
《实施方式1》对照图1与图2，对本发明的实施方式1的电感性负载电流控制电路以及电源装置进行说明。图1为表示本发明的实施方式1的电源装置之构成的图。实施方式1的电源装置是降压DC-DC变换器。
本发明的实施方式1的电源装置(图1)中，给对应以往例(图5)的构成要素标注同一编号。本发明的实施方式1的电感性负载电流控制电路，取代图5所示的以往例的电流检测放大器501以及比较器502，使用图1所示的电流比较器114以及第3开关元件121等来检测电流，这一点与以往例不同。
图1中，基准电流源113、电流比较器114、振荡器115、开关元件控制电路116、输入端子117、接地端子118、第1开关元件119、第2开关元件120、第3开关元件121、电感器123、输出端子125、以及误差电压输入端子126，构成实施方式1的电感性负载电流控制电路。
输入端子117与输出直流电压VIN的外部电源104的一端相连接。外部电源104的另一端，与连接接地电位的接地端子118相连接。从外部电源104所输出的直流电压VIN，被输入给输入端子117与接地端子118。
第1开关元件(高电位侧开关元件)119以及第2开关元件(低电位侧开关元件120)，串联连接在输入端子117与接地端子118之间。采用P沟道型FET的第1开关元件(高电位侧开关元件)119的源极，与输入端子117相连接。采用N沟道型FET的第2开关元件(低电位侧开关元件)120的源极，与接地端子118相连接。
第1开关元件119的漏极与第2开关元件120的漏极的接点中，连接有采用N沟道型FET的第3开关元件121的漏极。第3开关元件121的栅极，与第2开关元件120的栅极相连接。第1、第2以及第3开关元件119、120、121的栅极，与开关元件控制电路116的 输出端子(反相输出端子)相连接。
第3开关元件121的源极，与电流比较器114的电流输出端子131相连接。采用N沟道型FET的第3开关元件121，除了电流驱动能力小于第2开关元件120之外，具有与第2开关元件120相同的特性。
作为电感性负载的电感器123的一端，与第1开关元件119、第2开关元件120、以及第3开关元件121的各个漏极的接点122相连接。电感器123的另一端，与滤波电容器124的一端以及输出端子125相连接。
降压DC-DC变换器的输出端子125与接地端子118之间，连接有图示省略了的外部负载。实施方式1的电源装置，从输出端子125输出给定的电压VOUT。
基准电压发生部101，输出基准电源VREF。误差放大器102的同相输入端子，与基准电压发生部101相连接，输入基准电压VREF。误差放大器102的反相输入端子与输出端子125相连接，输入输出电压VOUT。误差放大器102将基准电压VREF与输出电压VOUT的差电压进行放大，输出误差电压。
误差电压输入端子126，与误差放大器102的输出端子相连接，输入误差电压。
相位补偿电路111具有串联连接的电阻与电容器。电阻与误差电压输入端子126相连接，电容器与接地电位相连接。相位补偿电路111输入误差电压，调整相位后输出。
电压电流变换器(V-I变换器)112，与相位补偿电路111相连接，将所输入的误差电压变换成电流并输出。
基准电流源113输出基准电流IREF。实施方式1中，基准电流IREF可变。基准电流源113根据电压电流变换器112所输出的电流值，决定基准电流IREF的电流值。通过让基准电流IREF可根据电压电流变换器112所输出的电流值(也即误差放大器102所输出并输入给电压电流变换器112的误差电压)变化，检测出三角波状的电感器电流IL(t)的最小值，控制电感器电流，让输出电压VOUT稳定化。
电流比较器114，具有与基准电流源113相连接的电流输入端子132、与电流输入端子132相连接的电压稳定化电路133与缓冲放大器134、以及与电压稳定化电路133相连接的电流输出端子131。
电流比较器114，从电流输入端子132输入基准电流源113所输出的基准电流IREF，从电流输出端子131向第3开关元件121流通电流IS2(t)。
电流比较器114的电压稳定化电路133，具有连接在电流输入端子132与电流输出端子131之间的晶体管141、以及连接在晶体管141的基极与接地电位之间的电压源142。
晶体管141是双极晶体管。晶体管141的基极电压，由输出相当于基极·发射极间电压(约0.7V)的一定电压的电压源142提供。晶体管141的发射极，与电流输出端子131相连接，以让电流输出端子131的电压接近接地电位0V的方式动作。晶体管141的集电极与电流输入端子132相连接。通过该构成，第3开关元件121的各个端子的设定电位，与源极接地的第2开关元件120的各个端子的设定电位几乎相同。
如果设为[第3开关元件121的电流驱动能力]∶[第2开关元件120的电流驱动能力]＝1∶a(a＞1)，则第3开关元件121中，总是流通第2开关元件120中流通的电流的1/a的电流。也即，实施方式1中，第2开关元件120与第3开关元件121具有给定的导通电阻比，设定为第3开关元件121中流通的电流比第2开关元件120中流通的电流小。
在第3开关元件121与电流比较器114的电流输出端子131的接点等于接地电位时，第3开关元件121中，流通等于与第2开关元件120的导通电阻比的倒数的比率的电流。由电流比较器114，将该电流IS2(t)与基准电流IREF进行比较。
一旦第3开关元件121中流通的电流(第3开关元件121的电流驱动能力)IS2(t)，变得大于基准电流源113所输出的基准电流(基准电流源113的电流驱动能力)IREF，晶体管141的集电极电位接近接地电位(Vc＜VIN/2)。
一旦第3开关元件121的电流驱动能力IS2(t)，变得小于基准电流源113的电流驱动能力IREF，晶体管141的集电极电位接近输入电压VIN(Vc＞VIN/2)。
该集电极电压Vc，通过缓冲放大器134，变为电流比较器114的输出。
缓冲放大器134具有1/VIN的阈值，输出High或Low的2值。缓冲放大器134，将从电流输入端子131流入电流的第3开关元件121的电流驱动能力，与从电流输入端子132输入电流的基准电流源113的电流驱动能力IREF进行比较，判断大小关系并输出。也即，缓冲放大器134，在通过基准电流源113、电流比较器114、以及第3开关元件121所流通的电流大于基准电流IREF时，输出Low，在该电流小于基准电流IREF时，输出High。
开关元件控制电路116是上升沿触发的置位/复位型触发器。开关元件控制电路116的置位端子与缓冲放大器134的输出端子相连接。开关元件控制电路116的复位端子与振荡器115相连接。振荡器115输出图1的降压DC-DC变换器的动作频率的时钟。开关元件控制电路116，从置位端子输入电流比较器114的输出电压，从复位端子输入振荡器115所输出的时钟。
开关元件控制电路116，在输入给置位端子的电流比较器114的输出电压从Low切换到High时，变为置位状态。置位状态中，开关元件控制电路116将第1开关元件119设为导通状态，将第2开关元件120以及第3开关元件121设为截止状态(第1状态)。
开关元件控制电路116，在输入给复位端子的时钟从Low切换到High时，变为复位状态。复位状态中，开关元件控制电路116将第1开关元件119设为截止状态，将第2开关元件120以及第3开关元件121设为导通状态(第2状态)。
这样，开关元件控制电路116，让第1开关元件119、第2开关元件120以及第3开关元件121交替导通，切换第1状态(充电状态)与第2状态(放电状态)。从第1状态向第2状态的切换，通过经过给定时间而执行，从第2状态向第1状态的切换，采用根据电流比较器114的输出来进行的“谷电流控制方式”。
对使用如上所构成的实施方式1的电感性负载电流控制电路的降压DC-DC变换器的动作进行说明。开关元件控制电路116在起动时被设为置位状态，将高电位侧的第1开关元件119设为导通状态，将低电位侧的第2开关元件120以及第3开关元件121设为截止状态。从外部电源104经输入端子117、开关元件119、电感器123给滤波电容器124以及图示省略的外部负载供给电流。电感电流IL(t)随着时间t增加，在电感器123中积蓄能量。如果该状态持续，电感电流便随着时间不断增加(第1状态充电状态)。
开关元件控制电路116，每给定时间被从复位端子输入振荡器115所输出的时钟。开关元件控制电路116，在从复位端子所输入的时钟从Low切换到High时，变为复位状态，将高电位侧的第1开关元件119设为截止状态，将低电位侧的第2开关元件120以及第3开关元件121设为导通状态(第2状态放电状态)。
第2状态中，电感电流具有通过由第1状态在电感器123中所积蓄的能量，保持之前的状态并连续流动的特性。电感电流被从接地端子118经低电位侧的开关元件120与电感器123，提供给与输出端子125相连接的外部负载。
第2开关元件120从截止状态切换到导通状态时，第3开关元件121中流通的电流IS2(t)大于基准电流IREF。电流比较器114输出Low。该状态下，电感电流IL(t)随着时间而减小。
电流比较器114，将从电流输出端子131流向第3开关元件121的电流IS2(t)、与基准电流IREF进行比较，输出比较结果。第2状态下，在第3开关元件121中流通的电流IS2(t)变得小于基准电流IREF时，电流比较器114的输出电压从Low切换到High。
开关元件控制电路116再次变为置位状态(第1状态)，将低电位侧的第2开关元件120以及第3开关元件121设为截止状态，将高电位侧的开关元件119设为导通状态。从外部电源104经输入端子117、第1开关元件119、电感器123，给滤波电容器124与省略图示的外部负载供给电流。电感电流IL(t)随着时间t增加，在电感器123中积蓄能量。
以后，重复上述动作。在电路达到平衡动作状态时，电流比较器114中流通的三角波状的电压的最小值，与基准电流IREF相一致。
像这样，电源装置对低电位侧的第3开关元件121中流通的电流进行监视，控制电感器123中流通的三角波状的电流的最小值。
图2为表示实施方式1中的第1状态与第2状态的时序图。图2(a)示出了第1与第2开关元件的接点122的电压VLX(t)。图2(b)示出了电感器123中流通的电流IL(t)。图2(c)示出了第2开关元件120中流通的电流IS1(t)。将从接地电位侧流向电感器侧的电流的方向设为正。图2(d)示出了第3开关元件121中流通的电流IS2(t)。将从电流比较器114侧流向电感器侧的电流的方向设为正。
在输入电压侧的第1开关元件119导通的TON期间(第1状态)，电感器123的接点122的电压VLX(t)变为接近输入电压VIN的电压，电感器电流IL(t)随着时间增加。
经过一定时间后，TON的期间结束，接地侧的第2开关元件120导通(第2状态)。接点122的电压VLX(t)接近接地电位，电感器电流IL(t)随着时间减少。此时，电流被从接地端子118通过第2开关元件120供给，第2开关元件120中流通电流IS1(t)。
第3开关元件121，与第2开关元件120在相同期间中导通，按照彼此的导通电阻之比，第3开关元件121中流通电流IS2(t)。电流IS2(t)与电流IS1(t)成比例，随着时间减少。
在电流IS2(t)变得小于基准电流源113的值IREF的时刻，电流比较器114的输出进行切换，第1开关元件119变为导通状态，第2开关元件120与第3开关元件121变为截止状态。电源装置交替重复这两个状态进行动作。
接下来，对本发明的实施方式1中的电流检测的精度进行说明。本发明的实施方式1的电感性负载电流控制电路，将相对第2开关元件120为给定导通电阻比的第3开关元件121中流通的电流，与基准电流IREF直接进行比较。对于导通电阻的比而言，只要是由同一过程制成的单片半导体中接近配置的元件，则与绝对值相比能够达到较高的精度。本实施方式的第2开关元件120与第3开关元件121，使用由同一过程制成的单片半导体中接近配置的元件。通过这样，第2开关元件120与第3开关元件121的各个端子电压，被维持为实质上相同。因此，本发明的电感性负载电流控制电路与电源装置，能够高精度检测出电流。
本发明，由于用电流比较器114将被检测电流IS2(t)与基准电流IREF直接比较，因此不像图5所示的以往例那样需要电流检测放大器501。在像以往例那样使用电流检测放大器501的情况下，输入偏移电压与增益的偏差会成为电流检测的个体误差的原因，而本发明能够消除该误差要因。因此，本发明的实施方式1中，能够高精度检测出电流。
本发明由于不使用电流检测用电阻，因此还能够降低功率损耗，提高功率效率。
《实施方式2》对照图3，对本发明的实施方式2的电感性负载电流控制电路以及电源装置进行说明。图3为表示本发明的实施方式2的电源装置之构成的图。实施方式2的电源装置与图1的实施方式1的不同点在于，具有图3的电压稳定化电路301来代替图1的电压稳定化电路133。其他构成均与实施方式1相同，因此标注相同符号，省略说明。
实施方式2的电压稳定化电路301，具有与电压电流变换器112相连接的基准电流源311基极以及集电极与基准电流源311的输出端子相连接，发射极与接地端子118相连接的晶体管312；以及，基极与晶体管312的基极及集电极相连接，集电极与电流输入端子132以及缓冲放大器134的输入端子相连接，发射极与电流输出端子131相连接的晶体管313。
基准电流源311，输出与基准电流源113所输出的基准电流IREF成比例的电流I311。
晶体管312与313，是具有相同或给定比率的电流驱动能力，并具有相同特性的双极晶体管。晶体管312从集电极向发射极流通电流I311。晶体管313的基极电压，由晶体管312的基极电压提供。
电压电流变换器(V-I变换器)112实施控制，使得基准电流源113以及311的电流驱动能力相同或维持给定比率。在基准电流源113与311分别向晶体管313、312流通相同或给定比率的电流时，晶体管313、312的动作条件被设为相同。因此，晶体管313的发射极电位也即电流输出端子131的电位，以总与作为晶体管312的发射极电位的接地电位相等的方式动作。
如果从电流输出端子131流出的电流IS2(t)大于基准电流IREF，晶体管313的集电极电位接近于接地电位。如果从电流输出端子131流出的电流IS2(t)小于基准电流IREF，集电极电位接近于输入电压VIN。缓冲放大器134，根据该集电极电压，将二值化之后的值作为电流比较器114的输出进行输出。
实施方式2的电源装置，具有与实施方式1的电源装置相同的效果。
另外，虽然实施方式2中晶体管312与313使用双极晶体管，但换成FET也能够得到相同的效果。
《实施方式3》对照图4，对本发明的实施方式3的电感性负载电流控制电路以及电源装置进行说明。图4为表示本发明的实施方式3的电压稳定化电路、单稳态多谐振荡器及其周边电路之构成的图。实施方式3的电感性负载电流控制电路以及电源装置，与图1的实施方式1或图3的实施方式2的不同点在于，具有图4所示的电压稳定化电路401以及单稳态多谐振荡器(MMV)402，来代替图1与图3的电压稳定化电路133、301以及振荡器115。关于其他构成，实施方式3的电感性负载电流控制电路以及电源装置，与实施方式1或实施方式2相同，因此标注相同符号，省略说明。
实施方式3的电压稳定化电路401，具有集电极与电流输入端子132以及缓冲放大器134的输入端子相连接；发射极与电流输出端子131相连接的晶体管411；以及，输出端子与晶体管411的基极相连接的单电源型运算放大器412。运算放大器412的同相输入端子接地，反相输入端子与电流输出端子131相连接，以电流输出端子131的电压等于接地电位的方式动作。
晶体管411是双极晶体管。晶体管411的基极电压，由运算放大器412的输出提供。如果从电流输出端子131所流出的电流IS2(t)大于基准电流IREF，晶体管411的集电极电位接近接地电位。如果从电流输出端子131流出的电流IS2(t)小于基准电流IREF，晶体管411的集电极电位接近输入电压VIN。缓冲放大器134，将根据该集电极电压二值化之后的值，作为电流比较器114的输出进行输出。
单稳态多谐振荡器402，在缓冲放大器134的输出电压从Low切换到High时被触发，输出Low，给定时间后输出High。
开关元件控制电路116，是将电流比较器114的输出输入给置位端子，将单稳态多谐振荡器402的输出输入给复位端子的、沿触发式的置位/复位型触发器。实施方式3的开关元件控制电路116，进行与实施方式1或实施方式2相同的动作。
对使用实施方式3的电感性负载电流控制电路的降压DC-DC变换器的动作进行说明。由于图4中没有记载的、实施方式3的电源装置(DC-DC变换器)的构成要素，与实施方式1(图1)或实施方式2(图3)相同，因此用图1或图3中所记载的构成要素进行说明。
电流比较器114，被设为在起动时输出High。起动时，单稳态多谐振荡器402被触发，开关元件控制电路116被设为置位状态(第1状态充电状态)。
第1状态中，开关元件控制电路116，将高电位侧的第1开关元件119设为导通状态，将低电位侧的第2开关元件120以及第3开关元件121设为截止状态。从外部电源104经输入端子117、开关元件119、电感器123，给滤波电容器124以及外部负载供给电流。电感电流IL(t)随着时间t增加，在电感器123中积蓄能量。
经过给定时间后，单稳态多谐振荡器402的输出电压从Low切换到High。复位端子被输入单稳态多谐振荡器402的输出电压的开关元件控制电路116，变为复位状态。开关元件控制电路116，将高电位侧的第1开关元件119设为截止状态，将低电位侧的第2开关元件120以及第3开关元件121设为导通状态(第2状态放电状态)。
第2状态中，通过第1状态中电感器123中所积蓄的能量，电感电流具有保持之前的状态并连续流动的特性。电感电流，被从接地端子118经低电位侧的开关元件120与电感器123，提供给外部负载。第2开关元件120从截止状态切换到导通状态时，第3开关元件121中流通的电流IS2(t)大于基准电流IREF。电流比较器114输出Low。该状态下，电感电流随着时间而减小。
电流比较器114，将从电流输出端子131流向第3开关元件121的电流IS2(t)，与基准电流IREF进行比较，输出比较结果。第2状态下，在第3开关元件121中流通的电流IS2(t)变得小于基准电流IREF时，电流比较器114的输出从Low切换到High。单稳态多谐振荡器402被触发，开关元件控制电路116再次变为置位状态(第1状态)。
开关元件控制电路116，将低电位侧的第2开关元件120以及第3开关元件121设为截止状态，将高电位侧的开关元件119设为导通状态。从外部电源104经输入端子117、第1开关元件119、电感器123，给滤波电容器124与外部负载供给电流。电感电流IL(t)随着时间t增加，在电感器123中积蓄能量。
以后，重复上述动作。在电路达到平衡动作状态时，电流比较器114中流通的三角波状的电流的最小值，与基准电流IREF相一致。
像这样，电源装置对低电位侧的第3开关元件121中流通的电流进行监视，来控制电感器123中流通的三角波状的电流的最小值。
另外，还可以取代实施方式1～3的基准电流源113，使用由串联的电压源与电阻构成、且从该电阻的一端得到给定的电流的基准电源。
另外，虽然实施方式1～3中，采用令发生基准电流的基准电流源113、与电压电流变换器112独立的电流结构，但也可以将这两个电路替换成1个电压电流变换器，将电压电流变换器的输出电流本身作为基准电流来实施。另外，虽然对使用电压比较器作为误差放大器102，来实施由相位补偿电路111实施的振荡防止对策的方式进行了说明，但振荡防止对策可以根据需要来实施，不一定是必需的。因此，在不需要振荡防止对策的情况下，可以将实施方式1～3中的误差放大器102、电压电流变换器112以及基准电流源113这3个电路，替换成1个电压电流变换器，将电压电流变换器所构成的误差放大器的输出电流作为基准电流来实施。
实施方式1～3中，输出的是电流比较器114二值化后得到的值。还可以代替该方案，由开关元件控制电路116将电流比较器所输出的模拟电压二值化。
另外，虽然实施方式1～3的电感性负载电流控制电路，使用的是电压稳定化电路133、301、401，但也可以没有电压稳定化电路。不过，由于若使用电压稳定化电路能够提高电流检测精度，因此优选设置电压稳定化电路。
如上所述，本发明的电感性负载电流控制电路以及电源装置，适用于无功率损耗且高精度检测并控制电感性负载中流通的电流。本发明不但能够应用于降压DC-DC变换器，还能够广泛应用于电动机控制用逆变器等控制电感性负载的电流的电路。例如，通过将电感器123替换成电动机的定子绕组，还可以将本发明的电感性负载电流控制电路用作电动机驱动电路。
本发明，适用于控制电感性负载电流的电感性负载电流控制电路以及电源装置。
权利要求书(按照条约第19条的修改)1.一种电源装置，其特征在于，具有将输入电压输入的输入端子；将输出电压输出的输出端子；基准电流源，输出给定的基准电流；串联连接在上述输入端子与接地电位间的第1开关元件以及第2开关元件；电感性负载，其一端与上述第1开关元件和上述第2开关元件的接点相连接，另一端与上述输出端子相连接，来输出上述输出电压的电感性负载；一端与上述第1开关元件和上述第2开关元件的接点相连接的第3开关元件；电流比较器，其一端与上述基准电流源的输出端子相连接，另一端与上述第3开关元件的另一端相连接，将上述第3开关元件的电流与上述基准电流相比较，并将判断其大小关系得到的比较结果输出；开关元件控制电路，其交替控制第1状态与第2状态，并根据上述电流比较器的输出，控制从上述第2状态向上述第1状态的迁移，第1状态中，让上述第1开关元件导通，让上述第2开关元件与上述第3开关元件不导通，从上述输入端子向上述电感性负载流通电流，第2状态中，让上述第1开关元件不导通，让上述第2开关元件与上述第3开关元件导通，通过上述第1状态中在上述电感性负载中积蓄的能量，上述第2开关元件中从上述接地电位向上述电感性负载流通电流；输出基准电压的基准电压发生部；以及，将上述基准电压与上述输出电压进行比较，并输出将其差电压放大之后的误差电压的误差放大器，控制上述基准电流的值，使得上述误差电压的绝对值较小。
2.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于上述基准电流源，由串联连接的电压源与电阻构成，从上述电阻的一端得到给定的电流。
3.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于通过控制上述基准电流源的电流的大小，来控制上述电感性负载的输出电压。
4.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于上述第2开关元件与上述第3开关元件由晶体管构成，设定其导通电阻之比，使得上述第3开关元件中流通的电流小于上述第2开关元件中流通的电流。
5.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于上述电流比较器具有第1晶体管，其一端与上述基准电流源相连接，另一端与上述第3开关元件的另一端相连接，给控制端子输入给定的电压，上述第2状态中，上述基准电流源的电流经上述第1晶体管流向上述第3开关元件。
6.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，上述电流比较器，将上述基准电流源与上述第1晶体管的一端间的任意点的电位、或将该电位二值化之后的值，作为判断结果输出。
权利要求
1.一种电感性负载电流控制电路，其特征在于，具有将输入电压输入的输入端子；将输出电压输出的输出端子；基准电源，其为具有输出基准电流的电流驱动能力的电流源；串联连接在上述输入端子与接地电位间的第1开关元件以及第2开关元件；电感性负载，其一端与上述第1开关元件和上述第2开关元件的接点相连接，另一端与上述输出端子相连接，来输出上述输出电压的电感性负载；一端与上述第1开关元件和上述第2开关元件的接点相连接的第3开关元件；电流比较器，其一端与上述基准电源的输出端子相连接，另一端与上述第3开关元件的另一端相连接，将上述第3开关元件的电流驱动能力与上述基准电流的电流驱动能力相比较，判断其大小关系并输出；以及，开关元件控制电路，其交替控制第1状态与第2状态，并根据上述电流比较器的输出，控制从上述第2状态向上述第1状态的迁移，第1状态中，让上述第1开关元件导通，让上述第2开关元件与上述第3开关元件不导通，从上述输入电压向上述电感性负载流通电流，第2状态中，让上述第1开关元件不导通，让上述第2开关元件与上述第3开关元件导通，通过上述第1状态中在上述电感性负载中积蓄的能量，上述第2开关元件中从上述接地电位向上述电感性负载流通电流。
2.如权利要求1所述的电感性负载电流控制电路，其特征在于上述基准电源，由串联连接的电压源与电阻构成，从上述电阻的一端得到给定的电流。
3.如权利要求1所述的电感性负载电流控制电路，其特征在于上述基准电源，是具有输出给定的基准电流的电流驱动能力的基准电流源，通过控制上述基准电流源的电流驱动能力的大小，来控制上述电感性负载的输出电压。
4.如权利要求1所述的电感性负载电流控制电路，其特征在于上述第2开关元件与上述第3开关元件由晶体管构成，设定其导通电阻，使得上述第3晶体管中流通的电流小于上述第2晶体管中流通的电流。
5.如权利要求1所述的电感性负载电流控制电路，其特征在于上述电流比较器具有晶体管，其一端与上述基准电源相连接，另一端与上述第3开关元件的另一端相连接，通过给控制端子输入给定的电压，让与另一端上连接的上述第3开关元件的另一端的接点之间的电位，接近近似接地电位，将上述基准电源与上述晶体管的一端间的任意点的电位、或将该电位二值化之后的值，作为判断结果输出。
6.一种电源装置，其特征在于，具有输出基准电压的基准电压发生部；如权利要求1～5中任一项所述的上述电感性负载电流控制电路；以及，将上述基准电压与上述电感性负载电流控制电路的上述输出电压进行比较，并输出将其差电压放大之后的误差电压的误差放大器，控制上述电感性负载电流控制电路的上述基准电流的值，使得上述误差电压的绝对值较小。
全文摘要
本发明提供一种能够高精度检测并控制电感性负载中流通的电流的电感性负载电流控制电路以及电源装置。本发明的电感性负载电流控制电路，具有串联在输入电压与接地电位间的第1与第2开关元件；与第1和第2开关元件的接点相连接的电感性负载；一方端子与第1及第2开关元件的接点相连接的第3开关元件；与第3开关元件的另一方端子相连接，将第3开关元件的输出电流与基准电流进行比较，判断大小关系并输出的电流比较器；以及根据电流比较器的输出，控制从第2开关元件导通的状态向第1开关元件导通的状态的迁移的开关元件控制电路。
文档编号H02M3/156GK1938928SQ20058001050
公开日2007年3月28日 申请日期2005年3月24日 优先权日2004年3月31日
发明者龙隆, 明石裕树, 石井卓也, 齐藤浩 申请人:松下电器产业株式会社