专利名称：电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电源装置，尤其涉及一种通过高频逆变器控制向负载提供电力的电源装置。
在所述类型的传统的典型电源装置中，通过高频逆变装置、AC/DC转换装置和矩形波逆变装置向作为负载的诸如高压钠灯、金属卤化物灯或汞灯等高压放电灯提供直流电源的电力。在这种情况下，向负载提供(几百赫兹的)矩形波，以稳定地点燃灯负载。当电源装置作为电池工作在这种低直流电源状态(12V或24V)时，在稳定的接通(ON)模式下，跨于负载两端的电压约为100V。然而，由于直流电源的电压低到只有几十伏，这就要求在还包括整流电路的高频逆变装置内的变压器有较大的匝数比，导致流过变压器初级绕组的电流增大，增加了电路元件的损耗，降低了电路效率。而且，还将增加变压器的体积，结果使搬运整个电源装置变得困难。当如图50所示的这样一种高频逆变装置2为半桥型时，装置的结构较简单，只有两个晶体管，但，变压器初级绕组两端的电压将接近电源电压的1/2，这就要求以较大的升压率提高变压器的匝数比。
如图51所示，在日本公开特许公报No.58-53195中还揭示了一种电源装置，它包含具有电压谐振型推挽电路的高频逆变装置。对于这种电源装置，变压器初级绕组两端的电压至少高于电源电压，因此，与上述现有技术相比，可以抑制其匝数比的提高。然而，该现有技术的问题是，当输入电压低至如电池中的几十伏时，用诸如高压放电灯这样一种负载会引起随初级电流增大的升压率的提高，而如果高频逆变器包括了设置在变压器初级绕组上的谐振电路，这将产生不希望有的导电损耗的增加，并需要谐振电感器和电容器的容量较大。再者，频率控制在输出侧产生噪声频率波动，因此要用较大体积的噪声去除滤波器，导致最终得到的电源装置变得尺寸较大，因此难以把整个电源装置做得紧凑，并实现高效率。
为了克服在上述日本专利申请中的上述问题，已经建议了一种结构，如图52所示，在该结构中，在高频逆变装置的前级设置一个升压电路6，以提升和稳定跨于直流电源的电压。在这种情况下，负载通过AC/DC转换装置和矩形波逆变装置连接到高频逆变装置。升压电路6包括由电感器、晶体管、二极管和平滑电容器组成的升压斩波电路，它起到提升输入直流电压和输出稳定电压的作用。然而，该现有技术的缺点是在高频逆变器的前级设置升压电路需要很高的制造费用，很不经济。
在例如图53和图54所示的美国专利No.4,809,148和5,282,123中，揭示了另一种现有技术的直流电压输出型电源装置。在前一种情况中，通过晶体管向电容器充电来恢复变压器的激励能量，并使该能量返回到电源侧，以提高变压器铁芯的利用效率。然而，这种结构的变压器也存在与上述相似的问题，仅能在开关模式下把输入电压施加于变压器初级绕组，而从变压器次级绕组得到输出。
另一方面，在后一种情况中，由于在变压器次级绕组上设置了全波整流电路，变压器的输出电压不仅受到输入电压的不利影响，还受到电容器两端电压的不利影响。对于这种结构，激励能量不仅送至电容器，还送至负载侧，所以，当输出电流超过预定值时，基本上无激励能量向电容器注入，因而，电容器两端的电压不高，产生与上述结构相似的问题。
因此，当使用诸如放电灯等具有负电阻的负载时，难以抑制负载电流的波动而使其稳定。尤其是，当负载变得接近短路时，有过大的电流流过负载，增加了组件的负荷，其结果是，如采用具有较大击穿电流的元件来满足大电流的需要，就会使成本提高，并使体积变大。
从上述几个方面来看，本发明的一个目的是提供一种小尺寸的电源装置，在该电源装置中，用变压器来提升低于输出电压的电源电压，能通过升压装置而不是通过改变变压器的匝数比来减轻施加于变压器上的负荷，从而实现简单的构造，并且通过减少变压器的匝数比，把变压器做得较小。
本发明的附带目的是提供一种即使用诸如放电灯等具有负电阻的负载，亦有利于实现稳定的负载电流的电源装置。
根据本发明的一个方面，提供这样一种电源装置来实现上述目的，在这种电源装置中，设置一个不阻断它们的反向电流，并交替接通上和断开的第一和第二开关元件的串联电路，直流电源和包括电感元件的负载电路的串联电路连接在串联电路的第一开关元件的两端之间，至少通过负载电路把升压电容器连接在第一和第二开关元件的串联电路的第二开关元件的两端之间，直流电源的能量通过第一开关元件存储到负载电路中，能量通过第二开关元件存储到升压电容器中，而存储在升压电容器中的能量通过第二开关元件提供给负载电路，其特征在于，控制开关元件的控制装置把开关元件的开关频率设置得高于升压电容器和电感元件的谐振频率，并使对应于升压电容器两端的电压，跨于第一和第二开关元件的串联电路的电压高于直流电源的电压。
本发明的其它目的和优点将随着下面参照附图所示的较佳实施例对本发明的详细描述而变得明了。
图1是解释本发明的电源装置的基本结构的电路图；图2是本发明使用图1的基本结构的一种形式的电路图；图3是本发明使用图1的基本结构的另一种形式的电路图；图4是本发明的一个实施例的电源装置的电路图5是本发明的第二实施例的电路图；图6是本发明的实施例中所用的负载电路的另一个例子的电路图；图7是本发明的实施例中所用的负载电路的又一个例子的电路图；图8是本发明的第三实施例的电路图；图9是本发明图8所示的第三实施例所用的负载电路的另一个例子的电路图；图10是本发明图8所示的第三实施例所用的负载电路的又一个例子的电路图；图11是本发明图8所示的第三实施例所实现的放电灯点燃系统的具体的电路图；图12是本发明的第四实施例的电路图；图13是本发明的第五实施例的电路图；图14是本发明的第六实施例的电路图；图15是本发明的第七实施例的电路图；图16是本发明图15的第七实施例的另一种形式的电路图；图17是本发明图15的第七实施例的又一种形式的电路图；图18是本发明的第八实施例的电路图；图19示出了本发明图18的第八实施例中出现的信号的波形；图20是本发明的第九实施例的电路图；图21示出了本发明图20的第九实施例中出现的信号的波形；图22示出了本发明图11的第三实施例在其稳定工作模式时出现的信号波形；图23示出了本发明图11第三实施例在其启动工作模式时出现的信号波形；图24是本发明的第十实施例的电路图25是本发明的第十一实施例的电路图；图26是本发明的第十二实施例的电路图；图27示出了本发明第十二实施例中出现的信号波形；图28是本发明的第十三实施例的电路图；图29是本发明图28的第十三实施例中所用的检测电路的一个例子的电路图；图30是本发明图28的第十三实施例中所用的检测电路的另一个例子的电路图；图31是本发明的第十四实施例的电路图；图32示出了本发明图31的第十四实施例中出现的信号波形；图33是本发明第十五实施例的电路图；图34是本发明第十六实施例的电路图；图35是本发明第十七实施例的电路图；图36是解释本发明图35的第十七实施例的工作情况的曲线图；图37示出了本发明图35的第十七实施例中出现的信号的部分波形；图38是本发明的第十八实施例的电路图；图39是本发明图38的第十八实施例中所用的积分器的一个例子的具体电路图；图40是本发明图38的第十八实施例中所用的积分器的另一个例子的具体电路图；图41是本发明图38的第十八实施例中所用的积分器的又一个例子的具体电路图；图42是本发明图38的第十八实施例中所用的积分器的再一个例子的具体电路图；图43是本发明图38的第十八实施例中所用的积分器的再一个例子的具体电路图；图44是本发明第十九实施例的电路图；图45是本发明图38的第十八实施例和图44的第十九实施例的另一种形式的电路图；图46是本发明第二十实施例的电路图；图47是本发明图46的第二十实施例的另一种形式的电路图；图48是本发明图46的第二十实施例的又一种形式的电路图；图49示出了本发明图46的第二十实施例中出现的信号波形图；图50是现有技术的电源结构的电路图；图51是另一种现有技术的电源结构的电路图；图52是又一种现有技术的电源结构的电路图；图53是再一种现有技术的电源结构的电路图；图54是再一种现有技术的电源结构的电路图。
虽然现在参照所示的实施例来描述本发明，但应当理解，本发明并不仅限于这些实施例，而应涵盖在所附权利要求书范围内所有可能的更换、变化和等效的结构。
首先参见图1，它示出了本发明的电源装置基本结构的电路图，包括高频逆变装置2、包含负载5a的负载电路7、开关元件组件8、升压电容器Co和高频升压电路9。在这种情况下，把开关元件组件8的开关频率设置得高于由升压电容器Co和从变压器Tf的初级侧看得的电感器L0决定的谐振频率，而开关元件组件8内的一组开关元件组布置成使元件工作在提升升压电容器Co上的电压的方向上。由于把开关频率设置得高于升压电容器Co和电感器L0的谐振频率，所以能降低升压电容器Co的电压中的波纹，因此能用升压电容器Co作为恒压源。
图2和3示出了图1的电源装置中所用的高频逆变装置2的基本结构。请注意，图2中升压电容器Co的连接位置与图3不同。
对于本发明的上述结构，把直流电压转换成高频电压的高频逆变装置2把在开关元件组件8接通(ON)和断开(OFF)操作期间存储在电路阻抗内的磁能移送至升压电容器Co，以得到经提升的电压，并把经提升的电压加到负载电路7上。在图2的电路中，当晶体管Qb接通时，能量从直流电源1提供给负载5a并存储在电感器L0内；而当晶体管Qb断开时，电感器L0内能量通过二极管Da和晶体管Qa移送至升压电容器Co，以提升跨于升压电容器Co上的电压。当晶体管Qa接通时，存储在升压电容器Co内的能量被送至负载5a。图2和图3工作的区别在于，当电流流过升压电容器Co时，是否有电流流过直流电源1。
在这种如图1所示的包括变压器Tf的电源装置中，把升压电容器Co两端经提升的电压加到变压器Tf的初级绕组侧可以减小变压器的匝数比，实现小体积的电源装置。在本发明中，虽然仅通过基于已知一般的变压器的匝数比的升压装置已在次级绕组侧感应出高电压，但可用设置在变压器Tf初级侧的升压电容器Co的升压装置与用变压器Tf的匝数比的升压装置共同作用来减轻变压器Tf的负荷，减小变压器Tf的匝数比，和减小得到的电源装置的体积。
图4示出了本发明的实施例1的详细的电路图，它包括具有不是基于变压器Tf的升压功能的升压功能的升压逆变电路2。连接到变压器Tf的次级绕组的负载电路7包括整流平滑电路3和第二逆变电路4，负载电路7用于点亮连接到第二逆变电路4的输出端的诸如放电灯的负载5。连接到整流电路DB1的输入侧的是滤波扼流线圈L2。在这种连接关系中，负载电路7并不限于图示的电路结构，还可以有其它的电路结构，只要它能从低压直流电压源1驱动需要高电压的负载电路7。
更详细地说，升压逆变电路2包含一对双向开关元件，具有两个NPN型晶体管Qa和Qb，而在它们的发射极和集电极之间反向并联有二极管Da和Db，两个开关元件的串联电路连接在升压电容器Co的两端之间，在低压侧的晶体管Qb的集电极通过变压器Tf的初级绕组与直流电源1的正端连接，直流电源1的负端连接到晶体管Qb的发射极。在控制电路10的控制下两晶体管Qa和Qb交替接通和断开，以防止两晶体管同时接通。控制电路10还控制在负载电路7内的晶体管Q3至Q6的接通和断开操作。而且，晶体管Qa和Qb接通和断开的开关频率fsw设置得高于具有变压器Tf的初级绕组和升压电容器Co的谐振电路的谐振频率fLC(fsw＞fLC)。
现在当晶体管Qb接通时，将建立直流电源1、变压器Tf的初级绕组和晶体管Qb的闭合回路，从而通过变压器Tf向负载电路7供电。当晶体管Qb截止时，存储在变压器Tf和变压器次级绕组的电感内的能量通过变压器Tf的初级绕组、二极管Da、升压电容器Co、直流电源1和再回到变压器Tf的初级绕组的路径释放，所以由对应于直流电源1的电压和变压器Tf的初级绕组两端电压之和的电压向升压电容器Co充电。即，这意味着升压电容器Co两端的电压被提升到高于直流电源1的电压。
接着，现在当晶体管Qa接通时，将建立作为电源的升压电容器Co、晶体管Qa、变压器Tf的初级绕组和直流电源1的闭合回路，从而通过变压器Tf向负载电路7供电。此后，当晶体管Qa断开时，将建立变压器Tf的初级绕组、直流电源1的二极管Db的闭合回路，从而使电流流过变压器Tf的初级绕组。
重复基于晶体管Qa和Qb的接通和断开的上述操作，使升压电容器Co两端的电压高于直流电源1的电压，所以向变压器Tf的初级绕组施加高电压。因此，当该高电压变得等于变压器Tf次级绕组上感应出的电压时，可以把变压器Tf的匝数比减小到低于普通的逆变器电路结构的变压器匝数比。换句话说，能把变压器Tf的体积做小，因此能使电源装置的整个体积和/或重量做小。
现在假设晶体管Qa的接通时间为Ta，晶体管Qb的接通时间为Tb，且满足Ta＜Tb的关系。那么，升压电容器Co两端的电压沿其提升方向，所以上述接通时间Ta和Tb能根据直流电源1的电压和负载电路7所要求的电压来调节，以满足负载电路7的条件。而且，当把晶体管Qa和Qb的开关频率fsw设置得高于由变压器Tf的初级绕组和升压电容器Co建立的谐振电路的谐振频率fLC时，可以抑制升压电容器Co两端的电压的纹波，所以可以把跨于升压电容器Co的电压基本上看作恒定电压。
在如图50所示的普通的电源装置的电路结构中，仅能把约一半的直流电源电压施加于变压器Tf的初级绕组。另一方面，在本实施例中，能把等于或高于直流电源1电压的电压施加于变压器Tf的初级绕组。因此，本实施例能使变压器匝数比为普通电源装置变压器匝数比的一半或更少，因而能把整个电源装置做得更紧凑。
参见图5，它示出了本发明的第二实施例，在该实施例中，一变压器对应于实施例1结构中的变压器Tf，但其初级绕组设置有一个中间抽头，对于初级绕组中相应于抽头的一端，如实施例1结构中的初级绕组那样来连接，而对于初级绕组中相应于抽头的另一端，则通过二极管Dc与升压电容器Co的正端相连。这种结构与实施例1不同之处在于它通过变压器Tf和两个二极管Da和Dc对升压电容器Co充电，但其它结构与工作情况基本上与实施例1中的相同。
在前述各实施例1和2中，负载电路7都是通用类型的。然而，如果负载电路7由负载5a组成，并如图6所示在负载5a上施加交流电压，则可以把负载5a仅通过限流电感器L2连接到变压器Tf的次级绕组。另一种做法，如图7所示，把直流电压施加于负载5a上，从而变压器Tf的次级绕组输出由如二极管电桥做成的整流电路DB2进行整流，由平滑电容器C4进行平滑，然后通过平滑电容器C4把它加到负载5a上。
图8示出了本发明的实施例3，在该实施例中，首先晶体管Qb接通，建立起直流电源1、变压器Tf的初级绕组L0和晶体管Qb的闭合回路，从而通过变压器Tf向负载电路7提供电力。然后晶体管Qb断开，使存储在变压器Tf和次级绕组的电感中的能量通过初级绕组L0、二极管Da和电容器Co的闭合回路释放，然后把能量送至电容器Co，以提升电容器Co的电压。接着，晶体管Qa接通，建立起电容器Co、晶体管Qa和初级绕组L0的闭合回路，从而由作为电源的电容器Co通过变压器Tf向负载电路7供电。晶体管Qa断开使电流从初级绕组L0流过初级绕组L0、直流电源1和二极管Db的闭合回路。重复上述操作，提升电容器Co的电压，从而把高电压施加于初级绕组L0，于是可以大幅度减小变压器Tf的匝数比。尤其，当把晶体管Qb的接通时间设置得高于晶体管Qa的接通时间时，电容器Co沿其提升方向。因此，仅需要根据负载电压来设置接通时间。即使在本实施例的结构中，也可以把等于或高于电源电压的电压施加于变压器Tf上，因而可以把匝数比降低到一半或更小，从而可以把变压器Tf的尺寸做得更小。
在图8的实施例3中，使用诸如图9所示的负载电路7。在本实施例中，把高频输出通过限流电感器L2施加到负载5a，以进行电力控制。可以使用这样一和电路结构，如图10所示，用直流电源来驱动负载电路7的负载5a。在这种情况下，用由二极管电桥和电容器C4组成的整流/平滑电路把输入电压转换成直流电压，然后把它作为直流电力提供给负载5a。
图11示出了一个具体的例子，在该例子中，实施例3的电源装置应用于放电灯点燃系统，用矩形波点燃作为负载5a的高压放电灯。在这种情况下，用电容器Cs来维持直流电源1的电压。当直流电源1被放置在远离电源装置的时候，这是有利的，例如，用于汽车前灯点燃系统中，因为这种结构能抑制布线阻抗或噪声的影响。而且，扼流线圈L2起到控制流过负载5的电流的作用。在这种情况下，控制电路10检测输出电压，并根据检测到的值，控制晶体管Qa和Qb的脉宽。以低频(例如以几百赫兹)驱动，晶体管Q3至Q6以使晶体管Q3、Q6，以及晶体管Q4、Q5交替接通和断开。设置一平滑电容器C2，去除高频逆变装置2中的谐波分量，使谐波分量很低的电流流过作为负载5的放电灯，以稳定其放电工作状态。应当理解，由于可以提升跨于电容器Co电压，所以可以把变压器做得紧凑，因此，实现了整个灯点燃系统的小型化，并减轻了重量。
因为设置在变压器Tf初级绕组侧的电容器Go起到电源的作用故能使其电压中的波纹分量最小。为此，把晶体管Qa和Qb的开关频率设置得高于由变压器Tf的初级绕组看得的等效电感分量和电容器Co决定的谐振频率。
同时，在如图11的高压放电灯中，如果在断开模式，当负载阻抗在从几百欧姆到无穷大(无负载状态)的范围内变化时，次级绕组侧短路时从初级绕组侧看得的谐振频率最大，并满足下面的关系。fmax=(1/2π){((1/L0+n2/L2)/Co}]]>因此，把晶体管Qa和Qb的开关频率fsw要设置得高于最大谐振频率fmax。例如，假设L2＝200μH，Co＝2μF，变压器Tf的初级绕组的电抗＝10μH，n＝12，那么，最大谐振频率成为102kHz。已得到的结果是，当额定负载阻抗为200Ω时，则足以抑制电容器Co两端的电压内的波纹分量，只要开关频率设置为150kHz或更高。由于由电感器L0和电容器Co决定的无负载模式时的谐振频率为30kHz，而当负载侧(次级绕组侧)短路(负载5的电阻为零)时，谐振频率变成约为100kHz，所以当晶体管Qa和Qb的开关频率fsw为次级绕组短路模式时的谐振频率的1.5倍或更高时，能建立稳定和良好的工作状态。
图12是本发明的实施例4，其中，变压器Tf的初级绕组侧有两个绕组，从而当晶体管Qb接通时，电容器Co两端的电压通过由变压器Tf的初级绕组LO2、二极管Dc和电容器Co组成的闭合回路提升，而且即使晶体管Qb断开时，能量也通过由变压器Tf的初级绕组L01、二极管Da和电容器Co组成的闭合电路而存储起来。所以，本实施例的优点是能够容易地产生相当高的输出电压。例如，即使当电源电压较低(例如当电源电压降至其额定电压以下，等等)，电容器Co的电压也能保持在高电平上，从而扩展了其输出范围。
图13是本发明实施例5的方框图，其中，限流电感器L2连接在变压器的次级绕组和高频逆变器装置3中整流电路DB1之间。作为负载高压放电灯5(如金属卤化物灯)连接。当灯处于接通模式时，负载电压为约85V，然而在无负载模式下，要使灯起辉，负载电压需要相当高，约300V。为此，当增加变压器Tf次级绕组的匝数时，就会导致灯处于接通模式时初级绕组电流的增大。所以，本实施例中，将谐振电容器Cr以并联方式连接在限流电感器L2和整流电路DB1之间，从而在无负载模式下，在限流电感器L2和谐振电容器Cr之间建立起谐振，以获取用以获到无负载电压的谐振电压。由于在稳定的灯接通模式下通过谐振电容器Cr的电流减小，所以最好使谐振电容器Cr具有小的电容值。
额定负载模式下的功率控制是通过在比较器CP1处将误差放大器EA的输出与三角波振荡器12的三角波比较来产生脉宽调制(PWM)信号，并用该PWM信号控制晶体管Qa和Qb的占空比来实现的。本实施例中，提供了驱动电路Xa和Xb。三角波振荡器12包括一电容器Ct、检测电容器Ct两端电压的斯密特(Schmitt)电路G、根据Schmitt电路G的输出可控进行其开关操作的开关S、对电容器Ct进行充电的第一电流源Ic和对电容器Ct进行放电的第二电流源。当由于第一电流源Ic的充电而使跨于电容器Ct的电压上升而达到Schmitt电路G的上限值时，开关S反向切换。当对第二电流源Ie的放电使电容器Ct两端的电压降低到Schmitt电路G的下限值时，开关S再次反向切换。这使电容器Ct上的充放电重复进行而产生一三角波。第一电流源Ic和Ie的电流值可按照频率指令电路11输入的指令值变化，从而改变三角波振荡器12的振荡频率。
其次，当模式变成无负载模式(当灯负载断开时)以及输出电压(或电容器C2两端的电压)变得等于或高于某一设定电压时，频率指令电路11以这样一种方式向三角波振荡器12发送一指令值，即，由三角波振荡器12的振荡频率决定的开关频率fsw变成略高于由限流电感器L2和谐振电容器Cr决定的谐振频率。无负载模式下的占空比固定在某一设定值上，从而通过调整频率来实施输出电压的调整。
在如上所述的实施例中，变压器Tf次级绕组侧设置有限流电感器L2和谐振电容器Cr，并设定合适的开关频率，从而无负载模式下的谐振动作使谐振电容器Cr两端的电压上升，并防止浪涌电流流过晶体管Qa和Qb，以抑制压力(stress)。
在图14所示本发明的实施例6中，谐振电容器Cr连接在限流电感器L2和整流电路DB1之间而与整流器DB1并联，从而在无负载模式下，在限流电感器L2和谐振电容器Cr之间建立起谐振，以获谐振电压，并用该谐振电压产生一无负载的高电压。为了降低稳定接通模式下通过谐振电容器Cr的电流，将具有小电容值的电容器用作谐振电容器Cr。当电容器C2两端的电压高到某一特定电平时，确定开关频率的三角波振荡器12的频率切换到略高于由限流电感器L2和谐振电容器Cr形成的谐振频率。结果，比较器CP2输出一开关信号，使晶体管Q8改变电阻R1和R2的分压比，从而改变设定三角波振荡器12的频率的输入电压。电压调整是在比较器CP1处通过将误差放大器EA的输出与三角波振荡器12的输出比较以控制晶体管Qa和Qb的占空比来实现的。晶体管Qa和Qb的占空控制比噪声抑制中的频率控制有利，从而输出电压可以被相当稳定地控制在控制增益较高的谐振频率附近。
同时，当将高压放电灯用作负载时，即，当负载阻抗在宽范围内变化，并且相应地灯所必需的负载电压在一宽范围内变化时；以及当要求控制，使得负载电压越低，输出电流就增大越多，就像恒定功率控制或低阻抗时要求更多的功率输出那样；升压变压器Tf的大的匝数比使初级绕组电流增大，这就使损耗增大，或者开关元件的电容必须增大。初级绕组电流的增大是由于变压器Tf的匝数比不适宜于变压器Tf的输出电压的缘故。为此，最好采用这样一种结构，即，按照输出电压来切换次级绕组的匝数比，其实施例说明如下。
图15所示本发明的实施例7中，变压器Tf的次级绕组有一个中间抽头，从而用根据负载电压而由整流二极管桥路DB1进行的切换动作，以根据输出电压来改变从变压器Tf的次级绕组端提取的电流分布。采用这种结构时，当负载阻抗较小，而负载电压较低时，电流主要从变压器Tf的次级绕组的中间抽头(匝数n1)输出；而当负载阻抗较大并且负载电压较高时，电流主要从变压器Tf次级绕组的两端(匝数n2)通过电感器L2输出。
考虑到负载功率相应于中间抽头，最好将次级绕组的中间抽头位置n1和整个次级绕组的匝数n2设置成满足下述条件。
假定在运行范围内，负载具有最大负载阻抗(除去无负载模式和放电灯负载的断开模式)R，电感器L2与变压器Tf的次级绕组相连，开关频率设定为ω/2π。则当整个次级绕组的匝数n2和中间抽头位置n1的设定满足关系 时，负载可以获得有效电力，并显著减小次级绕组中的电流压力(current stress)。结果，变压器Tf或晶体管Qa和Qb可以做得体积小，成本低。
从图16和17中还可以看出，即使从图15所示的实施例中去掉二极管桥路DB1中的二极管D6或D5，也可以实现大体相同的效果。
在图18所示本发明的实施例8中，晶体管Qa的接通时间Ta和晶体管Qb的接通时间Tb设置成满足关系Ta＜Tb。当将电能从直流电源1提供给晶体管Tf而使晶体管Qb的接通时间Tb比晶体管Qa的接通时间Ta长时，晶体管Qb的断开将使变压器Tf的能量注入电容器Co，因而提升电容器两端的电压使之高于直流电源1两端的电压。图19中示出了图18所示电路在稳定模式下的信号波形，晶体管Qa和Qb的接通时间Ta和Tb满足关系Ta＜Tb。对于变压器Tf的次级绕组和电容器Co的升压动作，一旦晶体管Qb断开，晶体管Qb就接通而存储的能量就释放。从图19可以得知，电容器Co两端的电压Vc和直流电源1的电压VS满足关系Vs＜Vc。当晶体管Qa和Qb的接通时间Ta和Tb按照负载5a的状态受到控制时，可以使电容器Co两端的电压提升并保持。再有，当保持这一关系时，可以容易地控制负载功率。结果，变压器Tf可以做得较小，可以减小由变压器Tf初级绕组产生而施加在晶体管Qa和Qb上的电流压力。另外，由于可以实现对晶体管Qa和Qb的接通时间控制(即所谓的PWM控制)，而无需改变开关频率，所以本实施例的优点在于滤波器设计和减小噪声较容易。因此，晶体管Qa和Qb可以包含场效应晶体管(FET)，此时的每一个FET包含一反向二极管，所以可以去掉二极管Da和Db。
在图20所示本发明的实施例9中，晶体管Qa和Qb包含FET，并且每一FET在其漏极和源极之间含有一反向二极管。对于具有低电源电压的高频逆变器电路，当输出电压较高并且输出功率较大时，有较大电流流过变压器Tf的初级绕组，此时需要一个具有击穿电压低而击穿电流大的元件。另外，当控制晶体管Qa和Qb的脉宽，以设定各晶体管的接通时间时，一般说来，接通时间在一宽范围内变化，从而必须在其最大占空比下确定一击穿电流，从而使开关元件较大，而相应地电源装置变得既贵又笨重。另外，具有大电流容量的元件通常开关速度较低，并且其运行频率有一极限。为了避免出现这一情况，本实施例被设计成FET的晶体管Qa和Qb可以相互独立地运行，并设定晶体管的开关频率接通时间，以抑制其上的电流压力。
图21(a)至(c)中所示的是图20所示实施例9在不同状态下的信号波形。更具体说来，在图20的状态(a)下，晶体管Qb的开关频率被设置成高于晶体管Qa的开关频率，从而即使一个周期中晶体管Qb的全接通时间比晶体管Qa的全接通时间长，晶体管Qb的接通时间变得更短，从而可以减小晶体管断开之前流过晶体管Qb的电流。在图21所示的状态(b)中，晶体管Qa在高于晶体管Qb的频率下运行。在状态(c)下，提供这样的持续时间使晶体管Qa和Qb互相独立地被接通和断开。这样，在图15所示(a)至(c)的任何一种状态下，接通时，与直流电源1形成闭合电路的晶体管Qb的整个接通时间比晶体管Qa的长，从而电容器Co两端的电压升高，以减小变压器Tf的匝数比。结果，开关元件的直流击穿电流可以较低，可以使装置成本降低，并使装置体积较小。另外，由于可以抑制电流峰值，从而可以减小加在各部件(包括变压器)上的压力。
为了更好地理解按照本发明的电源装置的各实施例，下面描述装置运行从其运行起始模式至稳定模式的开关频率控制和占空比控制。在图11所示的基本实施例中，稳定模式下开关元件(晶体管Qa和Qb、二极管Da和Db)中流过的电流信号的波形如图22所示。图中，符号Ia表示流过晶体管Qa(或二极管Da)的电流，Ib表示流过晶体管Qb(或二极管Db)中的电流，IT1表示流过变压器Tf的初级电流。当晶体管Qb从其接通状态变化到断开状态，而使各电感内存储的能量首先通过二极管Da注入电容器Co内时，装置起动之后各电容器上的电压较低，从而流经电容器Co充电电流比向电容器Co的充电电流衰减波形平缓。因此，通过二极管Da流过电容器Co的充电电流变成零，从而在电容器Co内的电荷通过晶体管Qa向负载侧放电的电流路径建立起来之前，即充电电流流向电容器Co时，电流开关周期移向下一个周期而使晶体管Qb接通，这一状态称为接地短路状态，其中流动的浪涌电流Is如图23所示。浪涌电流是由于下述原因产生的。即，由于跨于电容器Co和负载电路中的电容器C2的电压较低，晶体管Qa从其接通状态变化到断开状态使得各电感元件中存储的能量以一小衰减因子注入电容器Co。这导致充电完成时间间隔比稳定时间间隔长，从而在稳定模式下设置的占空比和开关频率相同的晶体管Qb的断开时间内，在各电感内存储的能量无法全部注入电容器Co内。
因此，为了减小起始模式下这一浪涌电流引起的压力，即，使各电感内存储的能量完全注入电容器Co；(1)固定开关频率，使晶体管Qb的接通时间较短，从而在电感内存储较少的能量，而使向电容器Co的释放能量的时间较短，或者(2)改变开关频率，同时使晶体管Qb的接通时间较短。从运行起始模式起在一预定时间间隔内进行占空度控制或开关频率控制，随后逐步或逐渐将开关频率和占空度转变为稳定模式下的开关频率和占空度。
在上述(1)或(2)的运行中，在晶体管Qb的断开时间间隔内向晶体管Qa发送一接通信号，从而通过二极管Da完成向电容器Co放电，使晶体管Qa接通，开始向电容器Co放电。现在进行控制运行(1)或(2)，仅使晶体管Qb运行，以预先停止晶体管Qa的运行。这样就使跨于电容器Co的电压很快上升，从而使向电容器Co的充电时间缩到与稳定模式下相同的水平。采用这一结构，可以缩短将运行从起始模式变化到稳定模式所需的时间。
在图24所示本发明的实施例10中，高频逆变装置2中的晶体管Qa和Qb交替接通和断开，而将直流电源1的电压转换成高频电压，并随后由变压器Tf升压。与变压器Tf次级绕组相连的是负载电路7。在电源接通以后，电源监测电路20立即运行，以起动辅助控制电路21。此时，切换开关Sa和Sb，分别将辅助控制电路21的输出信号施加到驱动电路Xa和Xb。辅助控制电路21的运行时间是由接收电源监测器电路20的输出信号的定时电路22设置的。当设定的运行时间过去以后，切换开关Sa和Sb，将控制电路10的输出施加到驱动电路Xa和Xb。配置辅助控制电路21用来实施对上述(1)或(2)中所述的占空比控制或开关频率控制。
在图25所示的本发明实施例11中，前述实施例10中的定时电路22由这样一个结构来替代，即辅助控制是在运行起始模式下进行的，从而在比较器CP4和CP5处检测并比较跨于电容器Co和C2的电压，直至电压等于设定电压Vref4和Vref5。电源接通以后，电源监测电路20立即运行，将一复位信号传送至RS触发器FF，将其Q输出设置成具有其低电平。这使开关电路23运行，停止晶体管Qa和输出电路中组成三角波逆变装置4的Q3至Q6的运行。与此同时，振荡器24的输出使晶体管Qb运行。设置振荡器24以提供在运行起始模式中晶体管Qb被断开时足以向电容器Co充电的频率和占空度。当电容器Co或C2两端的电压超过某一设定值时，RS触发器FF的Q输出变成高电平，从而开关电路23运行，而电源装置转换成普通的控制运行模式。由于这减轻了起动电源装置时加在开关元件上的压力，所以可以减小元件击穿电流，也同时减小了加在其他部件上的压力。在这方面，本实施例还包括一逻辑“或”电路25和一低频振荡器26。
在图26所示本发明的实施例12中包含控制器30、电压检测电路31、锯齿波振荡电路32、定时电路33、再点燃(refire)补偿电路(参考电压变化电路)34、低频振荡电路35和分频电路36。本实施例中还包括用于晶体管Qa、Qb和Q3至Q5的驱动电路Xa、Xb和X3至X5、误差放大器EA、比较器CP1、电阻器R1和R2和晶体管Q8。符号Vref表示参考电压。在这方面，高频逆变装置2、AC/DC转换器3和三角波逆变装置4大体与前述实施例3中的相同；主电路的运行也与前述实施例中的大体相同。
在实施例中有一个当用三角波功率点燃灯时便于放电灯再点燃操作的装置。下面描述再点燃操作。长时间使用放电灯将使灯电压上升，这将导致(特别是在极性颠倒时再点燃电压变高的情况下)灯发生熄灭。为了实现长时间稳定点燃放电灯的目的，采用这样一种结构，设置变压器次级电压较高。然而，这一结构使得变压器Tf的体积增大，并且由于匝数比的增加而使加于初级绕组上的压力增大。本实施例中，为了至少在极性颠倒时(此为灯熄灭的原因之一)在灯的再点燃点附近稳定地点燃同时抑制熄灭，还提供了一个暂时施加高于稳定状态下的电压的装置。
图27中示的是本实施例12中的灯电压V5和电容器Co上的电压Vc。在控制器30中；将电压检测电路31检测得的检测电压与参考电压Vref比较，并在误差放大器EA处放大，在比较器CP1处将放大器的输出与锯齿波振荡电路32的输出比较，比较器CP1在其接通时间内产生-PWM信号。在锯齿波振荡电路32的振荡频率下(几下至几百个千赫)用PWM信号接通和断开晶体管Qa和Qb，从而可以按照电压检测电路31的检测量控制晶体管Qa和Qb的接通时间。在再点燃补偿电路34的正常模式下，晶体管Q8仅在矩形波点灯的极性颠倒时间附近接通和断开。这使施加到误差放大器EA的参考电压Vref上升，而误差放大器EA的输出下降，从而使脉宽控制信号(比较器CP1的输出)沿增宽接通时间的方向变化。该定时与低频振荡电路35的输出同步，且定时电路33设置晶体管Q8的接通时间。低频振荡电路35产生一矩形波的驱动晶体管Q3至Q6的点灯频率。比较器CP1的输出确定晶体管Qb的接通时间，且其反相信号确定晶体管Qa的接通时间。当晶体管Qb接通时间延长时，直流电源1提供的功率增大，从而如图27所示，在晶体管Qb断开时刻(t1、t2等)电容器Co的升压能力得到加强。
随着电压Vc的增大，变压器Tf的次级电压V2增大，这易于在其矩形波点灯模式下放电灯的重新点燃，从而使得能够稳定地点燃放电灯，而不熄灭。换言之，可以在很长时间间隔内稳定地点燃放电灯。另外，由于可以在不增加变压器Tf匝数比的情况下实现再点燃补偿，变压器Tf的体积可以做得较小。尽管在本实施例中在再点燃时间附近给出暂时升压，但在下列情况下可能必需采用这样一种结构，即，当电源电压下降或稳定模式下灯电压上升而有容易发生熄灭的趋势，按照检测到的这种趋势实施再点燃补偿。
按照本实施例，只有通过暂时加宽晶体管Qb的接通时间，才能容易地控制熄灭的发生。尽管本实施例中接通时间的控制是通过改变参考电压Vref来实现的，但可以采用这样一个结构，即暂时对检测电压值进行分压，或者加入另一电路来暂时优先地控制该电路。即，只要能够控制电容器Co两端的电压Vc的增加，可以采用任何结构。
在图28所示本发明的实施例13中，电压检测变压器Td紧靠整流电路DB1输入端的上游连接，而高频逆变装置2产生一高频输出，从而检测变压器可以做得较小。即，在检测矩形波逆变装置4的输出或电容器C2的电压的方法中，因为第二逆变器电路4产生一低频输出，这就使得变压器Tf必须做得较大；而且由于电容器C2两端的电压是直流类型的，从而趋于很难通过变压器来检测。另一方面，在本实施例中，由于电压检测变压器Td直接连接在整流电路DB1的上游，从而可以得到用小型变压器来隔离的检测输出。电压检测电路40与电压检测变压器Td的次级绕组输出端相连，以获取直流检测输出。如果在紧靠整流电路DB1的上游检测到与输出电压大体相等的电容器C2的电压，则当整流电路DB1的输入电压变成等于或高于电容器C2的两端的电压时整流电路DB1中的二极管导通。此时，整流电路DB1的输入电压变成等于电容器C2两端的电压。当电容器C2的电容值较大，且产生的电压含有较少的波纹时，电压大体保持在与整流电路DB1中二极管导通期间波形峰值对应的同一电平上。电压检测电路40在电压检测变压器Td检测到的电压波形中寻找一个峰值，并产生一输出电压(即电容器C2的电压)。在电压检测电路40中，对输出进行平滑处理的滤波电路的时间常数被设置成至少比晶体管Qa和Qb的开关时间间隔长。电压检测电路40检测到的电压被施加到用作输出控制的控制电路10上。
图29是电压检测电路40一个详例。更具体地说，电压检测变压器Td的次级绕组的输出由二极管D8整流，并随后充电到电容器C8内。由电容器C8和电阻器R8确定的时间常数被设置成比开关频率大得多。这就导致电容器C8两端的电压变成大体等于电压检测电路40的峰值电压，并随后通过放大器41输出。电压检测电路40可以是如图30所示采用两个二极管D8和D9的全波整流型的。
图31中所示本发明的实施例14具有比图28的电压检测电路40更为完善的检测响应特征，并适于更准确的控制。在此情形中，电压检测变压器Td的次级输出电压V2在其半周期内被充电到电容器C8内。在下半个周期中，由于存在D8二极管，所以电压V2无法对电容器C8充电。在不对电容器C8充电的半个周期的设定时间间隔t1内，开关S1处在接通状态，从而通过放大器41和滤波器电路42输出检测电压。在不对电容器C8进行充电的半个周期剩下的时间间隔t0内，开关S0处在接通状态，从电容器C8向外释放电荷。这使得电容器C8在峰值电压的每个周期内被充电，并较少受其波形的影响。另外，由电压下降引起的响应特征比起在如实施例13中的响应特性来有很大的改进。图32中示出的是电压检测变压Td的次级电压V2的波形和开关S0和S1的信号波形。尽管检测波形电压是在比较器43处比较，并随后通过定时电路44、逻辑倒相电路45和逻辑“与”电路46以获取图31所示实施例电路中的开关S0和S1的运行信号，但这种结构可以这样来采用以用作高频开关元件8的驱动信号来取代比较器43的输出信号。
图33示出的是本发明的实施例15。因为电容器Co两端的电压随逆变器电路中晶体管Qa和Qb的占空比一起波动，所以视占空比而定电容器Co两端的电压有时可以高于电源电压。当电容器Co两端的电压太高时，将超过晶体管Qa和Qb的击穿电压和变压器Tf次级绕组的击穿电压，这是导致出现故障的原因之一。为了避免这种现象的发生，在本实施例中，由电压检测电路50检测电容器Co两端的电压，从而当检测到的电压等于或高于某一设定电压时，比较器CP6运行，以驱动一异常电压防止电路51，从而晶体管Qa和Qb的驱动信号被禁止，以停止晶体管Qa和Qb的运行。图中，符号Idt和Vdt分别表示输出电流和电压的检测到的值。
在图34所示本发明的实施例16中，为了防止当晶体管Qb的占空比太高时电容器Co两端出现过电压，通过二极管D11和D12选择用作正常输出控制的误差放大器EA的输出和用作监测电容器Co两端电压的误差放大器EA6的输出中的较大者，并且随后施加到比较器CP1，产生一开关信号，从而控制电容器Co两端的电压不超过一设定值。在这方面，可以通过检测电容器Co和Cs两端的电压来实现对上述实施例的类似控制。由于直流电源1的电压等于电容器Cs两端的电压，并且是稳定的，所以电容器Co两端的电压可以被检测为跨于电容器Co和Cs组成的串联电路两端的电压。
图35中示出的是本发明的实施例17，它是图11所示实施例的详例，其构造可用来以预定功率控制放电灯负载的点燃。本实施例包括驱动电路DRb，用来驱动开关元件Q3至Q6；驱动电路DRa，用来驱动开关元件Qa和Qb；放大器Amp1，用来放大流入开关元件Q3至Q6的逆变器电路内的检测到的电流；放大器Amp2，用来放大施加到开关元件Q3至Q6的逆变器电路的检测到的电压；乘法器MUL1，用来将放大器Amp1和Amp2的输出相乘；误差放大器EA1，用来将乘法器MUL1的输出与功率指令P1比较；误差放大器EA2，用来将放大器Amp2的输出与一有限的最大电压值V1比较；一误差放大器EA3，用来将放大器Amp1的输出与一有限的最大电流值I1比较；比较器CP1，用来通过二极管D11、D21和D31，把误差放大器EA1至EA3的输出中最大的一个与高频三角波发生器12的输出比较，并用来向驱动电路DRa发送一输出；以及一低频振荡器26，用来通过驱动电路DRb，将一控制信号发送到开关元件Q3至Q6。
下面简略描述本实施例的运行。稳定模式下，用误差放大器EA1的输出控制开关元件Qa和Qb，而提供给放电灯5的功率被控制在大体稳定，以使放电灯5稳定点燃。在放电灯5点燃以后的低阻抗模式下，用误差放大器EA3的输出来控制开关元件Qa和Qb，其方式是使灯电流在最大额定电流以下。在放电灯5处在断开状态的断开模式下，用误差放大器EA2的输出控制开关元件Qa和Qb，其方式是施加到放电灯上的电压比起动放电灯5的接通模式下的电压高(如高出300V)。
但是，图35所示的实施例17有出现下列问题的危险。
即，如果假设开关元件Qa和Qb分别具有接通时间Ta和Tb以及周期T，则开关元件Qb的接通占空度DutyB(＝Tb/T)与图35所示本实施例的输出功率之间满足一定的关系。
在放电灯5的稳定接通模式下，或者当负载具有大体等于稳定接通模式下的灯阻抗时，输出功率如图36所示，随开关元件Qb的接通占空度DutyB的增加而增加。另外，当与上述情况相比，当灯阻抗(或负载阻抗)增加一个小量时，整个输出功率如图36(b)所示下降。在放电灯5被点燃以后那一刻灯阻抗(或负载阻抗)较低的低阻抗模式下，当主要要从变压器Tf次级绕组n2的中间抽头处获取一输出时，则如图36(c)所示，当开关元件Qb的接通占空度DutyB增加时，输出功率大体沿抛物线方向变化。当开关元件Qb的接通占空度Duty B低于dm，则输出功率随开关元件Qb的接通占空度DutyB的增加而增加，另一方面，当开关元件Qb的接通占空度Duty B超过dm，则如图37所示，流过变压器Tf初级绕组的初级电流IT1总是大于0，从而初级电流IT1过剩并饱和。这就导致如图36(c)所示，输出功率随开关元件Qb的接通占空度Duty B的增加而降低。因此，输出功率特征取决于灯阻抗(或负载阻抗)的值而出现很大的变化。
例如，当模式急骤地从用开关元件Qb的接通占空度Duty B等于dn且向断开状态下的放电灯5施加电压(如300V)来运行开关元件Qa和Qb的状态变化到放电灯5处在低灯阻抗的接通状态的低灯阻抗模式时，开关元件Qa和具有接通占空度Duty B＝dn的开关元件Qb使得过剩初级电流IT1流过变压器Tf的初级绕组，并饱和，从而会发生在开关元件上加上过大压力等的可能性。
为了避免出现这种情况，采用图38所示的实施例18，以提供一个积分器INT1，用来检测变压器Tf的初级输出电压并对其取积分，随后通过二极管D41将其施加到比较器CP1的负输入端。其他结构大体与图35所示的相同，效果也大体相同。
本实施例利用了这样一个事实，即，当图37所示的过剩初极电流IT1流过变压器Tf的初级绕组并饱和时，施加到变压器Tf初级绕组的初级电压的积分值不为零。即当积分器INT1检测变压器Tf的初级电压时，对其进行积份，并发现其不为零；积分器判断初级电流IT1改变到初级电流IT1饱和的方向，并且积分器进行控制，以降低开关元件Qb的接通占空度，即，抑制向放电灯5的输出功率。
图39至43示出的是可以在图38所示实施例中使用的积分器INT1的不同详例。
在如图39中所示的这样一种电路中，变压器Tf的初级电压是通过由电阻器Ra和电容器Ca组成的滤波器电路施加在误差放大器EA4的正负输入端之间的，从而误差放大器EA4的输出用作积分器INT1的输出。这样，由电阻器Ra和电容器Ca确定的时间常数被设置成大体上大于开关元件Qa和Qb的开关频率。在通常运行模式下，误差放大器EA4正负输入端上的电压相互近似相等，从而误差放大器EA4的输出为零。当饱和的初级电流IT1流过变压器Tf的初级绕组L0时，误差放大器EA负输入端上的电压低于其正输入端上的电压，从而误差放大器EA根据哪一信号被其判定为使初级电流饱和的情况而输出一高电平输出信号。因此，误差放大器EA4的正负输入端结构可以由图40中所示电阻器Rb和Rc以及电容器Cc组成的电压分压结构来取代。
在如图41所示的这样一种电路中，跨于变压器Tf初级绕组的电压由两个电阻器Rd分压，二电阻器Rd的连接点上的中间电压由电容器Cd滤波，并随后施加到误差放大器EA4的负输入端，而在误差放大器EA4的正输入端上还施加有直流电源Vs的电压。
在正常运行模式下，电容器Cd两端的电压近似等于直流电源电压Vs，从而误差放大器EA4的输出变为零。同时，当饱和的初级电流IT1流过变压器Tf的初级绕组时，误差放大器EA4负输入端上的电压变得低于误差放大器EA4正输入端上的电压，从而误差放大器EA4产生一高电平信号，并可以根据该信号判断初级电流IT1正在饱和。在这方面，误差放大器EA4负输入端的上述输入端结构可以用由电阻器Re、Rf和Rg以及电容器Cg组成的分压输入端结构替代，误差放大器EA4的正输入端结构可以用由电阻器Rf和Rg以及电容器Cg组成的分压输入端结构替代，如图42所示。
在如图43所示的这样一种电路中，由电阻器Rh、电容器Ch和误差放大器EA4组成一积分电路结构。
上述例子中，积分器INT1可以由对变压器Tf的初级电压取平均的平均电路来替代，或者由具有低于开关元件Qa和Qb的运行频率的截止频率、用来对变压器Tf的初级电压滤波的滤波电路来替代。
在图44所示本发明的实施例19中，有一个微分电路DEF1，用来将放大器Amp2的输出与比较器CP7处的参考电压Vx比较，以获取一信号Vco2，并对信号Vco2取微分，以获取电压V6，并通过二极管D51将其施加到比较器CP1的负输入端。其他结构大体与图35的相同，作大体相同的运行。
本实施例中，比较器CP7判断点燃放电灯5的时刻，并进行控制，使得要施加到差分电路DEF1的比较器CP7的输出电压Vco2从其低电平变化到高电平。响应于接收到的输出电压Vco2，差分电路DEF1输出一脉冲电压V6，并将其发送至比较器CP1，从而减小要提供给放电灯5的功率。
采用这一结构，一旦放电灯点燃以后，运行就被强制变化，以暂时减小要提供给放电灯5的功率，即，使开关元件Qb的接通占空度较小，从而防止了初级电流IT1的饱和。随后，输出功率减小到不会发生放电灯5熄灭的这样一个低电平上。
尽管上述所有实施例中开关元件Q都含有FET，但也可以采用其他类型的开关元件，例如，采用普通的晶体管。另外，与变压器Tf初级绕组侧相连、并包括有开关元件Qa和Qb的逆变器电路可以用如图45中所示的结构来取代。在后一种情形下，电容器Co连接在由开关元件Qa和Qb组成的串联电路两端之间，而由直流电源1和变压器Tf的初级绕组L0组成的串联电路跨接在开关元件Qb两端。
图46中所示本发明的实施例20示出了在变压器Tf次绕组上配置的整流电路的另一例。在此情形中，当电压VT2为负，则对电容器Cx充电；而当电压VT2为正时，电容器Cx中的电荷通过电感器L2、电容器Cx、二极管D1a和电容器C2的路径移向电容器C2，作倍压整流电路运行。同时，当电容器Cx放电时，跨于其两端的电压变为零，二极管Da3导通，从而电容器Cx受到箝位，电流流过由变压器Tf的次级绕组、电感器L2、二极管D3a、二极管D1a和电容器C2组成的路径，结果变压器Tf的次级电流直接提供给负载侧。在此情形下，电容器Cx的电容值被设定成小于电容C2电容值的某一预定值。
图49中示出了前述实施例20中变压器Tf次级绕组中的电压和电流波形。应当理解的是，提供给平滑电容器C2的电流ID呈不规则四边形波形，所以可以减小电流峰值，并有效地减小整流电路的损耗。图46中所示实施例20中的电容器Cx对箝位二极管D3a的位置可以改变成如图47所示，如图48中所示，只有当对电容器Cx充电时才有电流流过某一路径，可以在该路径中配置另一限流元件(如图中的电感器L2a)。
权利要求
1.一种电源装置，其特征在于包含不阻断它们的反向电流并且交替接通和断开的第一和第二开关元件的串联电路；直流电源和包括连接在所述第一开关元件两端之间的电感元件的负载电路的串联电路；至少通过所述负载电路连接在所述第二开关元件两端之间的升压电容器；和控制开关元件的控制装置，它使开关元件的开关频率高于所述升压电容器和电感元件的谐振频率，并使对应于升压电容器两端电压的跨于第一和第二开关元件的串联电路两端的电压高于所述直流电源的电压，其中，把能量由直流电源通过所述第一开关元件存储到所述负载电路中，把所述能量通过所述第二开关元件存储到升压电容器中，然后把升压电容器中的能量通过第二开关元件提供给负载电路。
2.一种电源装置，其特征在于包含不阻断它们的反向电流并且交替接通和断开的第一和第二开关元件的串联电路；直流电源和包括连接在所述第一开关元件两端的电感元件的负载电路的串联电路；连接在所述第一和第二开关元件的串联电路两端的升压电容器；和控制开关元件的控制装置，它使开关元件的开关频率高于所述升压电容器和电感元件的谐振频率，并使对应于升压电容器两端电压的跨于第一和第二开关元件的串联电路两端的电压高于所述直流电源的电压，其中，把能量由直流电源通过所述第一开关元件存储到所述负载电路中，把所述能量通过所述第二开关元件和直流电源沿极性相加的方向存储到升压电容器中，然后把升压电容器中的能量通过第二开关元件和直流电源沿极性相减的方向提供给负载电路。
3.一种电源装置，其特征在于包含不阻断它们的反向电流的第一和第二开关元件的串联电路；升压电容器和直流电源的串联电路，与第一和第二开关元件的所述串联电路并联；包括一电感元件的负载电路，连接在所述直流电源和电容器的连接点与所述两开关元件的连接点之间；和控制开关元件的控制装置，它使开关元件的开关频率高于所述升压电容器和电感元件的谐振频率，并使对应于升压电容器两端的电压的跨于第一和第二开关元件的串联电路两端的电压高于所述直流电源的电压。
4.如权利要求1至3之一所述的电源装置，其特征在于，所述负载电路属于变压器耦合型。
5.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，在正常模式时所述开关频率被设置成当所述负载电路在其输出侧短路时电容器和变压器的电感的所述谐振频率的1.5倍或更高。
6.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，把一LC串联谐振电路设置到变压器的次级绕组侧，而在无负载模式时的所述开关频率被设置成稍高于所述LC串联谐振电路的所述谐振频率。
7.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，所述开关元件之一的接通时间被设置成短于另一个开关元件的接通时间。
8.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，进一步包含控制所述开关元件的占空度的装置，它产生一个输出电压，在无负载模式时的开关频率时该电压为一预定值。
9.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，所述开关元件之一的接通时间被设置成长于另一个开关元件的接通时间，在接通时间较长的开关元件接通时，该元件与直流电源和变压器初级绕组形成闭合回路。
10.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，在所述开关元件之一的断开期间，另一个开关元件接通多次。
11.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，提供一个辅助控制电路，仅在所述装置刚起动之后的一预定时间间隔内，把与直流电源和变压器初级绕组形成所述闭合回路的开关元件的断开时间设置得较长。
12.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，在所述装置刚起动之后所述辅助控制电路缩与直流电源和变压器形成闭合回路的开关元件的接通时间一段预定时间间隔。
13.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，在所述装置刚起动后的一段预定的时间间隔内，所述辅助控制装置停止另一个开关元件。
14.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，从逆变电路组中选择所述负载电路，把通过整流和平滑变压器次级绕组的输出得到的整流/平滑电路的直流电压转换成交流矩形波电压，并把它施加到负载把变压器的次级绕组输出作为高频功率通过限流元件提供给所述负载的电路和把变压器的次级绕组的输出整流和平滑成直流功率并把直流功率提供至所述负载的电路。
15.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，所述负载电路由把变压器的次级绕组的电压整流和平滑成直流电压的电路、把所述直流电压转换成低频矩形波电压的逆变器电路和由所述逆变器电路的输出驱动的负载所组成。
16.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，所述负载电路由把变压器的次级绕组的电压整流和平滑成直流电压的电路、把所述直流电压转换成低频矩形波电压的逆变器电路和由所述逆变器电路的输出驱动的放电灯所组成，还进一步包含再点燃补偿装置，它把与直流电源和变压器初级绕组形成闭合回路的开关元件的接通时间暂时设置得较长。
17.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，当施加到放电灯上的矩形波的极性翻转时，所述再点燃补偿装置工作。
18.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，所述负载电路有对变压器的次级绕组的电压进行整流的整流电路和对所述整流电路的输出进行平滑的平滑电容器，所述整流电路以其两输入端与电压检测变压器跨接，而所述电压检测变压器端与峰值检测电路的输出端相连。
19.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，进一步包含检测电容器两端电压的电压检测电路和当电容器两端所述检测到的电压等于或高于预定值时可控地缩短为开关元件设置接通时间的异常电压控制电路。
20.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，所述负载为放电灯。
21.一种电源装置，其特征在于包含一对串联的开关元件，它们交替地接通和断开；初级绕组有中间抽头的变压器，与所述中间抽头相对的初级绕组一端的串联电路与直流电源连接在开关元件之一的两端之间；连接在所述两开关元件的串联电路两端之间的电容器；和二极管，插在所述电源和所述电容器之间，其正方向为从所述电源朝向电容器，所述电源插在相对于中间抽头的变压器的初级绕组的另一端和所述电容器之间，其中，把电力提供给与变压器次级绕组相连的负载电路。
22.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，变压器的次级绕组设置有中间抽头。
23.如权利要求22所述的电源装置，其特征在于，通过一整流电路把一电感器与连接至负载上的变压器高压次级绕组串联。
24.一种电源装置，其特征在于包含一对串联的双向开关元件，它们交替地接通和断开；次级绕组有中间抽头的变压器，其初级绕组的两端与直流电源和所述开关元件之一的串联电路相连；连接在所述两开关元件的串联电路的两端的电容器；和连接在变压器次级绕组两端的负载电路，它至少包括一放电灯，其中，当出现在初级绕组两端之间的电压的积分值超过预定值时，减少向所述放电灯提供的电力。
25.如权利要求24所述的电源装置，其特征在于，跨于初级绕组的电压的所述积分值由跨于初级绕组的电压的平均值所代替。
26.如权利要求24所述的电源装置，其特征在于，在截止频率低于所述开关元件的工作频率的滤波电路进行滤波操作之后，跨于初级绕组的电压的所述积分值由跨于初级绕组的电压值所代替。
27.如权利要求24所述的电源装置，其特征在于，检测所述放电灯的阻抗的下降以减少向放电灯提供的电力。
28.如权利要求24所述的电源装置，其特征在于，检测所述放电灯被点燃的时刻，以减少向放电灯提供的电力。
29.如权利要求15或16所述的电源装置，其特征在于，对变压器次级绕组两端的输出进行整流的所述整流电路包括限流电感器(L2)、电容器(Cx)和平滑电容器，由所述限流电感器、电容器(Cx)和变压器的次级绕组建立闭合回路，以当次级绕组两端的输出为一种极性时，以单向极性向电容器(Cx)充电，当所述次级绕组为另一种极性并且电容器(Cx)两端的电压等于或高于预定值时，流过次级绕组的输出电流以通过电感器(L2)和电容器(Cx)在电容器(Cx)中放电的方向流动，并且流入在负载侧的所述平滑电容器，当电容器(Cx)两端的电压变得低于所述预定值时，次级绕组的所述输出电流从电感器(L2)直接流入负载侧的平滑电容器。
30.如权利要求29所述的电源装置，其特征在于，所述限流电感器的值随次级绕组电流的极性变化。
31.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，包含不阻断它们的反向电流并且交替接通和断开的第一和第二开关元件的第一串联电路；直流电源和升压电容器的第二串联电路，连接在所述第一串联电路的两端；负载电路，包括连接在所述第一串联电路的连接点和所述第二串联电路的连接点之间的电感元件；和控制所述第一和第二开关元件的控制装置，其中，所述负载电路包括变压器的初级和次级绕组、通过限流扼流圈连接到所述次级绕组的整流器、把所述整流器的直流输出电压转换为矩形波电压的逆变器电路和由所述逆变器电路的输出驱动的负载，所述控制装置控制开关元件，使能量由直流电源通过所述第一开关元件存储到所述负载电路内，使所述能量通过第二开关元件存储到升压电容器内，使所述升压电容器内的能量通过第二开关元件提供给负载电路，使开关元件的开关频率设置得高于所述升压电容器和电感元件的谐振频率，以及使作为跨于平滑电容器的电压的在第一和第二开关元件的所述第一串联电路两端的电压高于所述直流电源的电压。
32.如权利要求31所述的电源装置，其特征在于，所述负载为高压放电灯。
全文摘要
一种电源装置，其中，不阻断它们的反向电流的第一和第二开关元件的串联电路并联连接到直流电源和电容器的串联电路，变压器的初级绕组连接在直流电源和电容器的连接点以及开关元件的连接点之间，变压器的次级绕组连接到负载电路，还设置有一控制器，控制开关元件的接通和为断开操作，把开关元件的开关频率设置得高于电容器和变压器的电感的谐振频率，并使电容器两端的电压升高。
文档编号H05B41/288GK1142705SQ9610354
公开日1997年2月12日 申请日期1996年2月17日 优先权日1995年2月23日
发明者中村俊朗, 永濑春男, 新堀博市 申请人:松下电工株式会社