专利名称：电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电源装置，它对由交流电源提供的交流电压进行整流及滤波，使之成为直流电压，在逆变器中将所述直流电压变换为高频交流电压以驱动负载，本发明尤其涉及一种能提高功率因数并消除来自交流电源的输入电流中高次谐波失真的电源装置。
上述这类已知的电源装置，例如日本专利公布第5-9918号所揭示的一种，在这一装置中，由交流电源提供的、通过高频阻断电感器的交流电压在二极管桥式电路DB中经全波整流，并如经过用作高频阻断滤波器的电感器那样在滤波电容中经滤波，随后将直流电压输至逆变器电路。所述逆变电路所输出的高频交流电压通过一输出变压器T送至作为负载的放电灯，同时逆变电路的高频交流电压由一反馈绕组n通过一用作低频阻断滤波器的电容器反馈至二极管桥式电路的输入侧。此外，将其上叠加有逆变电路之高频交流电压的二极管桥式电路之输出电压通过一电感器向滤波电容器充电，由此使之能够大体上在来自交流电源的交流电压每一周期的全范围上有一输入电流流过，从而可提高交流电源的输入功率因数并消除输入电流中的高次谐波失真，由于可采用相当简单的电路结构来实现这种改进了的装置，因而可避免生产成本的增加。
另一个已知的电源装置在美国专利第4，642，745号中已作了揭示，其中，将一反馈绕组和-LC谐振电路与整流元件的输出端相连接，从而可由反馈绕组的高频电压使LC谐振电路工作从而消除输入电流失真，并可使得到的输入电流中不含间歇期。
然而，在前面的日本专利公布第5-9918号中存在一问题，即当交流源的交流电压接运于零时会出现无输入电流流过的所谓间歇期。而且，由于逆变电路的高频交流电压是通过反馈绕组反馈至交流电源侧的，由输出变压器所输出的电能将减少一个通过反馈绕组的电压反馈量，且这就产生了另一问题，含有与交流电源输出之交流电压周期同步的纹波的灯电流流入放电灯。
另一方面，美国专利第4，642，745号所揭示的装置能消除输入电流中的间歇期，从而能使输入电流在交流电压的每一周期的全范围上流过，然而例如为在交流电压各周期的波谷部分实现无间歇期输入电流供电，该装置中用于承受电源电压的二极管元件要承受两倍大小的电源电压，从而产生一问题，即二极管元件上损耗增大或二极管元件在进行开关工作时会产生噪声。
作为解决上述问题的另一措施，例如在美国专利第4，952，849号中揭示了一种电源装置，其中采用了称作有源滤波器电路的直流-直流变换器从而可防止任何过电压的产生或可防止开关工作时产生任何噪声。在使用了有源滤波器的情况下，产生的另一个问题是该装置在整体电路结构上变得复杂从而增加了生产费用。
因此，本发明的一个基本目的在于提供一种可克服上述问题的电源装置，它能够提高输入功率因素，消除高次谐波失真，去除输入电流中的任何间歇期，并简化电路结构。
根据本发明，此目的可由下述电源装置来实现。其中，由交流电源提供的交流电压经过整流装置整流，用一滤波电容对整流装置的输出电压进行滤波，该滤波电容的输出直流电压由一逆变器变换为高频交流电压，该电压加在一负载上，其中，从逆变器输出的高频交流电压通过一电压反馈装置反馈至整流装置的输入侧，且使用-LC谐振电路使反馈的高频电压产生谐振。
通过以下就各种实施例对本发明所作的详细描述并结合附图可使本发明的目的及优点更为明了。
图1是根据本发明一种实施例中的电源装置的电路图;
图2是对图1所示电源的工作加以说明的说明图;
图3A是输至图1装置的整流装置中输入电压的波形图;
图3B是输至图1装置中滤波电容器的充电电流的波形图;
图4示出图1装置中灯电流的波形图;
图5是根据本发明另一实施例中电源装置的电路图;
图6是根据本发明的另一实施例中电源装置的电路图;
图7是图6中所示装置更为详尽的电路图;
图8是根据本发明的另一实施例中电源装置的电路图;
图9是对图8实施例中的装置的工作加以说明的局部说明图;
图10是示出了根据本发明的另一实施例中电源装置的电路图;
图11示出根据本发明的又一实施例中电源装置的电路图;
图12A和图12B是分别在交流电源电压每一不同半波上说明图11之实施例中装置工作的说明图;
图13示出图11中所示装置的交流电压和输入电流的波形图;
图14示出在图11的装置中产生的灯电流的波形图;
图15示出根据本发明之另一实施例的电源装置的电路图;
图16示出根据本发明之又一实施例的电源装置的电路图;
图17A和17B是分别在交流源电压的每个不同半波上说明图16之实施例中装置之工作的说明图;
在参照示于附图中的各实施例对本发明作详细描述的同时，应能够理解该描述的目的并不是将本发明仅局限于所示出的实施例，而是包括了所有属于所附权项范围内可能的替换、修改及等效的结构。
参见图1，其中示出了根据本发明一实施例中电源装置的电路图，它包括一交流电源11，一含有电感L1和电容器C1的谐振电路12，由二极管桥式电路形成的整流装置，一滤波电容C0，一逆变电路13，和输出变压器1，使逆变器电路13中的高频交流电压通过输出变压器T1反馈至谐振电路12的反馈绕组n，放电灯14作为负载连接至输出变压器T1的次级侧，由电感L2和电容C2组成的高频阻断滤波器连接至交流电源11。
反馈绕组n的输出侧与谐振电路12中的电容器C1相串联，该电容器C1和反馈绕组n的串联电路与二极管桥式电路DB并联且接至交流电源11上。这里，来自交流电源的交流电压在二极管桥式电路DB上经过全波整流，由滤波电容器C0进行滤波并输入逆变器电路13。
逆变器13是这样构成的，串联的一对开关晶体管Q1和Q2交替导通及截止从而由经滤波电容器C0的直流电压输入得到高频交流电压，该高频交流电压在一由电压反馈变压器T2和电容器C3组成的串联谐振电路中产生谐振并通过输出变压器T1输至放电灯14，由此可启动并点亮放电灯14。通过以其次级绕组与开关晶体管Q1和Q2的各基极相连接的电压反馈变压器T2的自激励来实现开关晶体管Q1和Q2工作上的变化。用来启动逆变器电路13的启动电路15与开关晶体管Q1和Q2并联，该启动电路15由耦合电容C4、电阻R1、二极管D1和两端交流开关元件Q3构成。
这里，用下面的公式来表示谐振电路12的谐振频率fo，其中L1表示电感器L1的电感值，C1表示电容器C1的电容值。
fo=1/2L1C1由此对电感器L1的电感值及电容器C1的电容值进行最佳设置从而使谐振频率可与逆变电路13的输出高频交流电压的频率f大致相等。
现在同时参照图2来看图1电源装置的工作情况。交流电源11在各正半周以逆变器电路13的工作频率在与谐振电路12相连接的反馈绕组n中产生的高频交流电压呈图2所示的交替相反方向V1和V2。由于反馈绕组n中产生的高频交流电压的频率f和谐振电路12的谐振频率fo被设置为使它们互相间大致相等，由反馈绕组n中感生的高频交流电压导致产生一谐振电流i1流过谐振电路12。相应地，在电容器C1的两端产生一高频交流电压，这一电容器C1的两端电压及反馈绕组n中的高频交流电压被叠加在交流电源11的交流电压上(见图3A)，随后叠加后的电压在两极管桥式电路DB中经全波整流后对滤波电容器C0进行充电。
即，如同由图3A可看到的那样，其上叠加有电容器C1的两端电压和产生于反馈绕组的高频交流电压的交流电源11的交流电压基本上在其每一周之整个周期内高于滤波电容器C0的两端电压E0，且在整个周期内有一充电电流作为削波电流流过滤波电容器C0。这时，如图4中所示，流过作为负载的放电灯14的灯电流具有极好的波形且纹波小。这里由在交流电压的波峰及波谷部分逆变器13之振荡频率的自动改变造成的。这时，高频输出电压从输出变压器反馈回来，交流电源的脉动加在变压器初级绕组上，逆变器13中谐振电路的谐振电流在波峰及波谷部分的频率上发生变化，从而在逆变电路13中开关元件的驱动信号也自动地改变，随之逆变电路13的振荡频率发生改变，从而使得即使交流电源11的交流电压接近于0时灯电流也不会减小，且可得到极好的光输出。由于在本发明中装置采用了自激励电路，通过上述工作可自动地减小任何纹波，但亦可采用外激励电路，这里通过调制或类似手段很容易减小纹滤。这时，如图5中所示，可通过连接由绕在同一铁芯上的两线圈构成的无源滤波器以代替高频阻断电感器L2来进一步加强对于来自交流电源11的输入电流之高次谐波失真的抑制。
当负载是放电灯时，逆变电路13的高频交流电压的频率上升为高于正常点亮方式的频率，这时装置处于放电灯光输出的暗点亮方式或在紧接着向放电灯14输送电流后的灯丝预热方式。这样，通过设置电感器L1的电感值L1及电容器C1的电容值C1使得谐振电路12的谐振频率fo高于正常点亮方式中逆变电路13的高频交流电压的频率f，在以上述这些方式点亮放电灯的逆变电路13的高频交流电压的频率将更接近于谐振电路12设置的谐振频率fo，即使在前述的方式中亦可在一预定程度上改善输入电流的高次谐波失真。
此外，当电感器L1的电感值及电容器C1的电容值被设置为使得谐振电路12的谐振频率fo工低于正常点亮方式中逆变器电路13的高频交流电压的频率f时，在频率要比正常点亮方式的频率低的场合，逆变电路13的高频交流电压的频率f下降，在要求光输出增大至大于正常点亮状态的光输出时，频率趋向谐振电路12的设置谐振频率fo，且即使在振荡频率下跌方式中亦可在一预定程度上改善输入电流的高次谐波失真。
此外，通过提供一调节装置至少调节电感器L1中电感L1及电容器C1的电容C1中的一个从而改变谐振电路12的谐振频率fo，并按照上述逆变电路13的各种工作状态而改变的逆变电路13的高频交流电压的频率fo、使用该调节装置来调节谐振电路12的谐振频率fo，从而使频率fo趋向高频交流电压的频率f。在逆变电路13的各个工作状态可在一定程序上改善高次谐振失真。
虽然在上述的实施例中，负载14被定为放电灯，本发明并不局限于此。逆变电路13亦不仅局限于所提及的类型，可等效地采用单石(single stone)型式、L-推挽型等其它类型。
图6中，示出了根据本发明的电源装置的另一实施例，其中，除了电感器L2外，滤波电路还包括与上述电容器C2并联的电容器CA和CB，此外，一检测电路VDC与逆变电路相连接，从而可由该检测电路VDC检测处于开关晶体管Q1和Q2(这里Q2最好采用MOS场效应器)中点的电位，其检测信号将输至下一级以驱动控制电路CTC，在该驱动控制电路CTC中，端子A、B、D和E接收各输入信号，随之由端子C输出连续方波信号来控制开关晶体管Q2的开和关操作。这样的两个负载LOAD1和LOAD2(例如它们可以是放电灯)或按需要甚至这些三个以上这样的负载被连接起来以提供一串联发光。这种情况下，为避免短路，在各灯丝连接中接入电容器C10，C11和C12，以避免各放电灯灯丝预热绕组中发生短路。在该负载电路中，连接了另一电容器C9从而在负载电路中阻断直流成分。
此外，在逆变电路中，接入了一用作阻尼器的电容器C6，且将一谐振电容器C6连接至谐振变压器的初级绕组72。控制电容器C7和C8连接至开关晶体管Q1，而电流检测电阻R2被连接至另一开关晶体管Q2。
虽然图6所示电源装置与上述图1实施例相比在逆变电路和基本结构上无任何实质性变化，能够理解可以通过驱动控制电路CTC来对本实施例的开关晶体管Q2进行开/关控制，与图1实施例中对开关晶体管进行自激励控制的方式相反，这里采用的是外激励控制。
图7以更为详尽的电路图示出了图6的电源装置。其中，采用由美国UNITRODE公司制造的IC/VC3842与第一和第二计时电路TMC1和TMC2一同用作驱动控制电路，从而相应于开关晶体管Q1和Q2之中点电位的检测电路VDC之检测信号可输至IC/VC3842的第4端子并在由第一计时电路TMC1设置的一段时间之后从IC/VC3842的第6端子输出。在第二计时电路TMC2中，第一计时电路TMC1的输出波形被限制在距电源接上后的某段时间(例如1秒)宽度上，从而使逆变电路的输出在电源接上时经受一限制动作，从而能有效地对放电灯FL1和FL2的灯丝进行预热。此外，图7中，在滤波电路FLC的前级将输入保护电路INC连至交流电源11，将启动电路TRC连接在二极管桥式电路DB和逆变电路之间，将保护控制电路PCC相对于带有第一和第二计时电路TMC1和TMC2的驱动控制电路CTC接在检测电路VDC的另一端。
同样，在图6和图7所示电源装置中，采用与上述实施例相同的手段，能够防止输入电流中的间歇期，通过反馈电路中使用二极管的高电压的方法来减低由于开关操作而引起的开关损耗和高频噪声，简化电路结构，提高功率因数并改善高次谐波失真。
图8中，示出了根据本发明电源装置的另一实施例。其中，将电压倍增电路代替前面所述实施例中的二极管桥式电路DB来用作整流装置。这时，与图1的实施例相比便可以明了，逆变电路是以同样的结构形成并进行了同样的操作。同时参照图9可以清楚地看到，同样就电压叠加而言，通过产生于反馈绕组n中的高频交流电压使谐振电流i流过谐振电路。相应地，在电容器C1两端电压和反馈绕组n中高频交流电压的正半周中，二极管D2处于导通状态以对滤波电容器C0充电，在负半周，二极管D3处于导通状态以对与滤波电容C0相串联的另一电容器C0’充电。
图10中，示出了根据本发明之电源装置的另一实施例。其中，逆变电路与图1的实施例结构相同，从而可进行同样的工作。在本实施例中，逆变电路的反馈绕组n与谐振电路12的电感器L1相串联。从而反馈绕组n中的高频交流电压相对于交流电源11与电感器L1和电容器C1进行谐振，导致谐振电流在闭合电路电容器C1-电感器L1-反馈绕组n-电容器C2中流过。由于该谐振电流，在电容器C1的两端产生高频电压，该电压上升超过滤波电容C0的充电电压，这时二极管DB被接通从而使充电电流(高频削波电流)流入电容器C0，这一削波电流使输入电流波形与通过用作滤波装置的电感器L2的交流电压相同，从而实现与前面所述实施例相同的优点。
图11中，示出了根据本发明电源装置的另一实施例。其中，作为图1实施例中所采用的电感器L2的一种替换，用作整流元件的二极管D1被连接至滤波电容C0的输入侧，形成这样的结构使得可将其上叠加有高频交流电压的二极管桥式电流DB的输出电压通过二极管D1对滤波电容器C0进行充电。这时，如图12A所示，其交流电源11的交流电压处于正半周，响应于逆变电路12的工作频率，在与二极管桥式电路DB的输出端相连接的反馈绕组中产生一高频交流电压，当该高频交流电压方向如图12A箭头V1所示时，由于电容器C1和电感器L1的谐振，来自交流电源11的输入电流i1对电容器C1进行充电。在与上述相反的情况下，反馈绕组n中感应的高频交流电压的方向倒转如箭头V2所指方向，当电容器C1两端电压与反馈绕组中高频交流电压上升大于滤波电容器C0两端电压时，二极管处于导通状态，由于电容器C1的放电及处于V2方向的高频交流电压使充电电流i2流过滤波电容器C0，从而对滤波电容器C0进行充电。这时，输入电流从交流电源11流向电容器C1从而补充了电容器C1中由于放电而减少的电荷量。
接下来如图12B所示，其中，来自交流电源11的交流电压处于负半周，反馈绕组n中的高频交流电压方向为V1，由于电容器C1和电感器L2的谐振，来自交流电源11的输入电源i1对电容器C1进行充电，与上述情况相反，当反馈绕组n中高频交流电压的方向倒转如箭头V2所指方向时，由于电容器C1两端电压及反馈绕组中的高频交流电压使二极管D1处于导通状态，由于电容器C1的放电及高频交流电压V2，使充电电流i2流过滤波电容C0，由此对滤波电容器C0进行充电。这时，输入电流i1由交流电源11流向电容器C1，从而补充了其中由于放电而减少的电荷。
如前面所述，在反馈绕组n中高频交流电压的每半周中，电容器C1和滤波电容器C0的充电交替进行，从而如图13中所示，输入电流i1将大致在来自交流电源的交流电压每一周的全范围上流过，从而可防止输入电流中出现间歇期。
此外，当在本实施例中将放电灯用作负载14时，如由与图4基本相同的图14中可看到的那样，由于防止了灯电流下降至接近于零，极好地抑止了纹波，且可将放电灯的以流明/瓦特为单位的光输出保持在一极佳状态。
在示于图15的根据本发明电源装置又一实施例中，采用了与图6和7中所示实施例相同的逆变电路结构，并使用了与图11之实施例相同的叠加电路，由此实现了与前面所述实施例相同的功能及效果。
参见图16，它示出了根据本发明电源装置的另一实施例。其中，逆变电路12的反馈绕组n并联连接在二极管桥式电路DB中的二极管D3上，它取代了图15实施例中采用的与滤波电容器C0之输入侧相连接的、用作整流元件的二极管D1，这样在本发明中用二极管桥式电路DB元件中的一个二极管D5实现了图15实施例中二极管D1的功能。
参照图17A和17B，可对图16之实施例的工作进行解释。现在，由于交流电源11的交流电压处于如图17A中所示的正半周，根据逆变电路12的工作频率在反馈绕组n中产生高频交流电压，且，当该产生的高频交流电压方向如箭头V1所示时，由来自交流电源11的输入电流i1对电容器C1进行充电。当反馈绕组n中的高频电压倒转，与箭头V2所指方向相同时，上升至高于滤波电容器C0之两端电压的交流电源11的交流电压，电容器C1的两端电压及反馈绕组n中的高频交流电压V2导致二极管D5变为接通状态，由于电容器C1的放电及高频交流电压V2导致产生充电电流i2且由此对滤波电容C0进行充电。
随后，如图17B中所示，交流电源11的交流电压进入负半周，如果反馈绕组中方向如箭头V1所指的高频交流电压高于交流源11的交流电压，二极管D3被接通，通过电容器C1和电感器L1的谐振，由来自交流电源11的输入电流i2对电容器C1进行充电。当反馈绕组中高频交流电压的方向倒转与箭头V2所指方向相同时，在电容器C1的两端电压、高频交流电压及交流电源11的交流电压超过滤波电容器C0的两端电压的情况下，导致有充电电流i1流过并由此对滤波电容器C0进行充电。
如前面所述，用输入电流i1对滤波电容器C0进行充电，来自交流电源11和i2用作削波电流，且如前面所提及的图13中所示的那样，使输入电流i1、i2大致在交流电源11之交流电压每一周的全范围上流过，从而有效地防止了输入电流中出现间歇期。
虽然在图16中反馈绕组被规定为与二极管桥式电路DB中一二极管D3相并联，无论绕组与其它的二极管D2、D4和D5中任一个相并联都可达到同样的效果。此外，图中所示接在图16中交流电源11下一级的谐振电路L1可接在交流电源11和电容器C1之闭合电路中的适当位置上。
此外，除上述参照图5、6和7及图8、10、11、15和16以外的所有其他的结构及功能都与图1实施例相同，并可实现相同的功能及效果。
权利要求
1.一种电源装置，其特征在于，包括一交流电源、对所述交流电源提供的交流电压进行整流的装置、对来自所述整流装置的输出电压进行滤波的滤波电容器，将来自所述滤波电容器的输出直流电压变换为高频交流电压并将所述交换后的电压输至所连接的负载的逆变装置、使来自所述逆变装置的所述高频交流电压输出反馈至所述整流装置的输入侧的电压反馈装置、用来接收所述被反馈高频交流电压，包括一谐振电容器和一谐振电感元件的谐振装置、以及连接在所述电压反馈装置和所述滤波电容器之间的正向二极管元件。
2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述电压反馈装置将所述高频交流电压反馈至所述整流装置的交流输入侧并与所述整流装置成并联关系。
3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述电压反馈装置将所述高频交流电压反馈至所述整流装置的直流输出侧且与所述整流装置成并联关系。
4.一种电源装置，包括一交流电源、对来自所述交流电源的交流电压进行整流的装置、对来自所述整流装置的输出电压进行滤波的滤波电容器、连接到所述滤波电容器第一和第二开关装置串联电路、通过一直流阻断电容器连接到所述第一和第二开关元件两者之中至少一者之两端的负载电路、带有对所述第一和第二开关元件的开/关工作进行控制的控制部分并将直流电压变换为高频交流电压的逆变电路、使来自所述逆变电路的所述高频交流电压反馈至所述整流装置并与所述整流装置成并联关系的电压反馈装置、带有一谐振电容器和一谐振电感元件，与受反馈的所述高频交流电压进行谐振的谐振装置，以及连接在所述电压反馈装置与所述滤波电容器之间的一正向二极管元件。
5.一种电源装置，其特征在于，包括一交流电源、对来自所述交流电源的交流电压进行整流的装置、对来自所述整流装置的输出电压进行滤波的滤波电容器、与所述滤波电容器相连接的、由第一和第二开关元件组成的一第一串联电路、与所述滤波电容器相连接的，由第三和第四开关元件组成的一第二串联电路、在所述第一和第二串联电路中连接在各所述开关元件两接点间的负载电路、带有对所述第1至第四开关元件进行开/关控制之装置，将一直流电压变换为高频交流电压的逆变装置、使来自所述逆变装置的所述高频交流电压反馈至所述整流装置并与所述整流装置成并联关系的电压反馈装置、带有一谐振电容器和一谐振电感元件，与被反馈的所述高频交流电压产生谐振的谐振装置、连接在所述电压反馈装置和所述滤波电容器之间的正向二极管元件。
6.如权利要求1所述的装置，其特征在于，还包括第一和第二极管元件的串联电路、以及第一和第二滤波电容器，所述交流电源跨接在所述串联电路的所述第一和第二二极管元件的接点以及所述第一和第二滤波电容器的接点之间。
7.一电源装置，其特征在于，包括一交流电源、第一和第二二极管的串联电路、连接至所述二极管串联电路的两端的第一和第二滤波电容、连接至所述第一和第二滤波电容器两端的、第一和第二开关元件的串联电路、通过一直流阻断电容器连接在所述第一和第二开关元件两者之中至少一者两端的负载电路、向所述第一和第二开关元件中之一者提供启动信号的自激励启动装置、以来自所述负载电路的用作驱动信号并反馈至两开关元件控制端间的一点的变化信号对所述第一和第二开关元件进行开/关驱动，并向所述负载电路提供一高频交流电压的自激励控制装置、使在所述自激励控制装置中产生的所述高频交流电压反馈至与之成并联关系的整流装置的电压反馈装置、带有一谐振电容器及一谐振电感元件，与由所述电压反馈装置得到的所述高频交流电压进行谐振的谐振电路、以及连接在所述电压反馈装置与所述滤波电容器之间的正向二极管元件，所述交流电源被跨接至所述串联电路中所述第一和第二极管间的接点以及所述第一和第二滤波电容器间接点上。
8.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述整流装置是二极管元件的桥式电路，且所述电压反馈装置使所述高频交流电压反馈后加在整流装置直流输出侧所述二极管元件中之一者的两端。
9.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述负载电路包括一由谐振电容器和一谐振电感元件组成的串联电路。
10.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述负载电路包括一用作负载的放电灯，一连接在所述放电灯两个非电源侧端子间的谐振电容器。
11.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述谐振装置的所述谐振电感元件包括一次级绕组，该装置还包括用来自所述负载电路的变化信号来开和关所述串联电路的所述第一和第二开关元件并向负载电路提供一高频电压的自激励控制装置，所述变化信号作为驱动信号反馈至第一和第二开关元件控制端之间的一点。
12.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述负载电路包括带有初级和次级绕组的变压器，所述初级绕组连接至所述谐振电容器的两端，一放电灯作为负载连接在所述次级绕组两端之间。
13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，用放电灯中的变化信号来开/关所述串联电路的所述第一和第二开关元件并向所述负载电路提供一高频电压的自激励控制装置，所述变化信号作为驱动信号反馈至第一和第二开关元件控制端间的一点。
14.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述自激励控制装置包括一饱和变压器。
15.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述自激励启动装置包括一连接在所述整流装置两端的、由一电阻器和一电容器组成的串联电路，及一连接在所述电阻器至所述电容器间一接点与所述第二开关元件之控制端之间的两端交流开关元件。
16.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述逆变装置是自激励型的。
17.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述逆变装置是外激励型的。
全文摘要
一种电源装置，用来向负载提供高频交流电压，所述电压由直流电压通过逆变器变换而得，在逆变器中交流电源电压由整流装置进行变换，高频交流电压通过电压反馈装置反馈至整流装置的输入侧，LC谐振电路与被反馈的高频电压产生谐振，由此可消除来自交流电源之输入电流中出现任何间歇期，并简化了装置的电路结构。
文档编号H05B41/28GK1103231SQ9410515
公开日1995年5月31日 申请日期1994年4月28日 优先权日1993年11月15日
发明者迫浩行, 山内得志 申请人:松下电工株式会社