车辆用充电发电机及其整流装置的制作方法

专利名称：车辆用充电发电机及其整流装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种车辆用充电发电机及其整流装置。
背景技术：
车辆用充电发电机的整流装置中，在用于整流由电枢(armature)绕 组产生的三相交流功率的全波整流器中，为了降低该功率损失，提出了由 MOSEFT (金属氧化物半导体、场效应晶体管)构成的全波整流器。
例如，已公开了作为用于导通或截止规定相的MOSFET的控制电路， 当不同于该规定相的其它相的相电压超过阈值时，导通(ON)或截止(OFF) 整流该规定相的电流的ARM微处理器元件的技术(例如参照专利文献1)。
专利文献1: JP特开2004-7964号公报
但是，在所述以往技术中，并没有充分考虑发电电压设定值低时的基 于寄生二极管整流的功率损失的增大以及启动发动机时等的相电压的变 形等。

发明内容
本发明的目的在于提供一种能够高效率且稳定操作的车辆用充电发 电机及其整流装置。
本发明的车辆用充电发电机及其整流装置具有将输出三相交流电压 的电枢绕组的交流输出电压全波整流成为直流电压的整流电路；和指令构
成整流电路的开关元件的导通或截止的控制电路，控制电路根据从构成三 相交流的第一相的相电压、第二相的相电压、第三相的相电压以及整流电 路的输出电压计算出的计算信号决定整流电路的所述开关元件的导通或 截止定时。
根据本发明，能够提供一种能高效率且稳定操作的车辆用充电发电机 及其整流装置。


图1表示构成本发明的一个实施方式的车辆用充电发电机装置的电路图。
图2表示图1的三相整流装置其中一相的控制电路图。 图3表示通过图1的整流装置的控制电路控制的操作说明图。 图4表示图1的三相整流装置的控制电路框图。 图5表示通过构成本发明的一个实施方式的控制电路从而进行控制的 操作说明图。
图6表示图5的控制电路图。
图7表示基于本发明的一个实施方式的操作说明图。 图8表示图7的控制电路图。
图中l一三相充电发电机；2 —三相整流电路；3 —控制电路；4一电 流控制电路；5 —指令控制电路；6—电池(battery) ; 7 —负载装置；11 一U相绕组；12 — V相绕组；13 — W相绕组；14一励磁绕组；21-26 —
MOSFET。
具体实施例方式
以下，利用附图对本发明的一个实施方式进行说明。在这里，作为一 个例子，利用由发动机驱动并向车辆的电池或电流负载提供功率的车辆用 充电发电机的整流装置进行说明。
在所述的以往技术中，因为由规定的阈值检测相电压信号，特别是在 由来自ECU等的外部装置的信号指示发电电压设定值的车辆用充电发电 机中，认为存在根据发电电压设定值无法使MOSFET有效操作的可能性。 例如，发电电压设定值设定得比对应于规定阈值的电压低时，由于相电压 不会到达规定的阈值，因此不会使MOSFET导通(ON)，而通过寄生二 极管整流的时间会变长。因此，存在增加全波整流器中的功率损失，且电 流负载得不到需要的功率的可能性。
另外，在发动机启动时等中旋转数低或发电量少时，由于在相电压波 形上产生变形，相电压波形变成接近于正弦波形状，因此存在得不到正确的导通时间或截止时间且从电池经过MOSFET向电枢绕组流过逆向电流
的隐患。
也能与外部信号对应地切换规定的阈值，但是存在控制电路规模变 大、成本变高的问题。另外，由于基于发电电流或发电旋转数等的发电状
态，相电压上会产生变形，因此认为存在无法使MOSFET有效操作的可 能性。因此考虑设置旋转数检测电路等，在规定阈值以上时使MOSFET 导通，但是存在控制电路规模变大、成本变高的问题。另外，为了使其稳 定操作，也能够与发电电压设定值对应地切换阈值，但是存在控制电路规 模变大、成本变高的问题。
因此，如以下说明的实施例，在由MOSFET等的开关元件构成的全 波整流器中，提供一种不受发动机启动时的发电状态或在基于2个电枢绕 组间产生的相互感应电压的波形的变形的影响的稳定操作的车辆用充电 发电机的整流装置。 (实施例1)
图1是构成本发明的一个实施方式的车辆用充电发电机整体的电路图。
在这里，记载了三相充电发电机l、整流三相充电发电机1的输出电 压的三相整流电路2、三相整流电路2的控制电路3、三相充电发电机1 的电流控制电路4、电流控制电路4的指令控制电路5、装载在车辆上的 电池6、从电池6提供的负载装置7。
三相充电发电机1具有U相绕组11、 V相绕组12、 W相绕组13星 形连接的定子绕组和作为转子绕组的励磁绕组14，为了将发电电压控制在 规定值，根据来自指令控制电路5的指令值并通过电流控制电路4控制励 磁绕组14的电流，且控制各相绕组的感应电压。
三相整流电路2在上ARM微处理器侧将整流用的MOSFET21、 22、 23的漏极端子共同连接到电池6的+端子上，在下ARM微处理器侧将 MOSFET24、 25、 26的源极端子共同连接到-端子(GND)，在MOSFET21 的源极端子与MOSFET24的漏极端子的连接点上连接了 U相绕组11的一 端，在MOSFET22的源极端子与MOSFET25的漏极端子的连接点上连接 了 V相绕组12的一端，在MOSFET23的源极端子与MOSFET26的漏极端子的连接点上连接了 W相绕组13的一端。
三相整流电路2的控制电路3使在输入、放大、比较三相整流电路2 的输出电压VB (以下，称作整流电路的输出电压VB) 、 U相和V相及 W相的电压VU和VV及VW等的电子电路中生成的信号作为 MOSFET21 26的栅极端子电压来输出，从而进行MOSFET21 26的导通、 截止的控制。
图2是控制电路3的电路图，图3是操作波形，以下，对其操作进行 说明。
在图2的电路图中，代表性地表示了对应U相绕组11的上ARM微 处理器的MOSFET21与下ARM微处理器的MOSFET24的栅极端子电压 VHGD与VLGD的生成电路，在图3的操作波形中，(a)中用粗线表示 了U相电压VU，用细线表示了V相、W相的电压VV、 VW。
另外，用图3的100X 102X表示对应于图2的电路100-102的操作 波形。
在图2中，电路100是用于生成MOSFET21与MOSFET24的栅极端 子电压的共同的电路，在电平转换(level shift)电路LS1 LS3中电平转换 U相电压VU、 V相电压VV、 W相电压VW，并在运算放大器OPl中对 这些电压进行相加，得到输出电压VS，将其作为比较电路COMl的一个 输入VS。
另外，所述和以下的电平转换电路是用于合并使用的电路元件从而得 到有效电压电平的电路。
根据电平转换LS4改变整流电路的输出电压VB后得到的基准值VBR 作为比较电路COMl的另一个输入。
图3 (b)中表示了U相、V相、W相的相加电压VS与电平转换后 的整流电路的输出电压VB的基准值VBR，图3 (c)中表示了比较电路 COM1的脉冲输出VT。脉冲输出VT在VS〉VBR的期间变成高(High) 电平，在VS<VBR的期间变成低(Low)电平，脉冲宽度是T1，周期是 电角度(electrical angle) 120。。
该周期是等于三相电压的相位差的周期，且成为表示三相相间的时间 位置的时间信号。电路101是MOSFET21的栅极端子电压VHGD的生成电路。
将U相电压VU与整流电路的输出电压VB分别经过电平转换电路 LS5与LS6后的电压作为输入，由运算放大器OP2得到电压差El，在具 有基准电压Vrefl的refl 1与refl2的滞后特性的比较器COM2中进行比较。
如图3 (d)所示，比较器COM2的输出成为脉冲输出VH-ON，其在 U相电压VU变成相当于比整流电路的输出电压VB高的基准电压refll 的时刻tl输出，在变成相当于比整流电路的输出电压VB低的基准电压 refl2的时刻t3不输出。
在电路AND1中对作为时间信号的脉冲输出VT与比较器COM2的脉 冲输出VH-ON进行逻辑与运算时，如图3 (e)所示，变成脉冲宽度T2 与T3的脉冲输出VA1，脉冲宽度的时间变成T2〈T3。
输入图3(e)的逻辑与电路AND1的脉冲输出VA1到触发器(flip-flop) FF1的时钟端子CLK，与时钟端子CLK的上升沿同步，触发器FF1的输 出Q变成从高电平至低电平、从低电平至高电平，图3 (f)所示的脉冲输 出成为MOSFET21的栅极端子电压VHGD。
电路102是MOSFET24栅极端子电压VLGD的生成电路。
将电路101的电平转换电路LS5的输出与三相整流电路2的输出电压 VB的GND电位作为输入，由运算放大器OP3得到电压差E2，在具有基 准电压Vref2的ref21与ref22的滞后特性的比较器COM3中进行比较。
如图3 (h)所示，比较器COM2的输出成为脉冲输出VL-ON，其在 U相电压VU变成相当于比整流电路的输出电压VB的GND电位低的基 准电压Ref21的时刻t4输出，在变成相当于比整流电路的输出电压VB的 GND电位高的基准电压Ref22的时刻t6不输出。
将在逆变器(inverter) INV中反转共同的脉冲输出VT后的反转脉冲 VT (图3 (g))和比较器COM3的脉冲输出VL-ON在电路AND2中做 逻辑与运算，则变成如图3 (i)所示的具有脉冲宽度T4和T5的脉冲输出 VA2，且脉冲宽度变成T4〈T5。
输入图3 (i)的逻辑与电路AND2的脉冲输出VA2到触发器FF2的 时钟端子CLK，与时钟端子CLK的上升沿同步，触发器FF2的输出Q变 成从高电平至低电平、从低电平至高电平，图3 (j)所示的脉冲输出成为MOSFET24的栅极端子电压VLGD。
下面，说明在MOSFET21、 MOSFET24上施加了栅极端子电压时的 操作。
在MOSFET21上施加栅极端子电压VHGD、在MOSFET24上施加栅 极端子电压VLGD时，U相电压VU变成如图3 (a)的粗线所示的波形。
但是，对MOSFET而言，从单元结构来看在内部生成了寄生二极管， 在MOSFET的栅极端子上不施加电压时，源极端子的电位相对于漏极端 子高时二极管就会导通，在MOSFET的源极一漏极间产生二极管的正向 压降(forward voltage drop) Vd。
另一方面，在栅极端子上施加电压时，MOSFET在从源极向漏极方向 导通，在MOSFET的源极一漏极间产生比二极管的正向压降低的压降 Vfet。
U相电压VU增加到时刻tl时，比整流电路的输出电压VB高，在 MOSFET21的栅极端子上施加如图3 (f)的脉冲电压VHGD。
MOSFET21导通时，U相电压变成在整流电路的输出电压VB上加 MOSFET21的压降Vfet的值，直到施加如图3 (f)的脉冲电压VHGD的 期间tl t2为止，MOSFET21会继续导通。
在时刻t2不施加脉冲电压VHGD时，在时刻t2以后的VB>VU的期 间，二极管的导通取代MOSFET21的导通，U相电压VU变成整流电路 的输出电压VB加上二极管的压降Vd的值。
到U相电压VU变得比整流电路的输出电压VB小且比GND电位低 的时刻t4时，在MOSFET24的栅极端子上施加如图3 (j)的脉冲电压 VLGD。
MOSFET24导通时，U相电压VU变成比GND电平低的MOSFET24 压降Vfet，直到施加如图3 (j)的脉冲电压VLGD的期间t4 t5为止， MOSFET21会继续导通。
在时刻t5不施加脉冲电压VLGD时，在时刻t5以后的VIKGND的 期间，二极管的导通取代MOSFET24的导通，U相电压VU变成比GND 电位低的二极管的压降Vd。
如上所述，作为整流操作，从时刻tl至t2和从t4至t5是MOSFET的期间、从t5至VIKGND的期间是基于 寄生二极管的二极管整流操作，tl、 t2、 t4、 t7是切换时间点。
以上，根据图2和图3对U相MOSFET21、 24的栅极端子电压的生 成和U相电压波形进行了说明，下面对三相整流电路2整体的控制电路和 电压波形进行说明。
图4是表示U相、V相、W相MOSFET的栅极端子电压的生成电路
的框图。
电路100与图2的电路100相同，是与U相 W相之间的共通电路， 输出是图3 (c)的脉冲输出VT。
电路101与102是图2所示的U相电路，输出MOSFET21与 MOSFET24的栅极端子电压VHGD-U和VLGD-U。
电路103与104除了取代U相电压输入V相电压之外，与电路101 和102的结构相同，输出MOSFET22与MOSFET25的栅极端子电压 VHGD-V和VLGD-V。
电路105与106除了取代U相电压输入W相电压之外，与电路101 与102的结构相同，输出MOSFET23与MOSFET26的栅极端子电压 VHGD-W禾B VLGD-W。
在施加所述的栅极端子电压到三相整流电路2的MOSFET时，变成 如图3 (a)的粗线的U相电压VU和细线的V、 W相电压VV、 VW，并 成为三相整流电路2的整体控制。
但是，作为元件的功率损失MOSFET的漏极一源极间的压降会发热， 并且在整流电路的输出电压的电压控制中，成为引起无用电压的要因，会 降低三相充电发电机1的发电效率。
根据实施例1，通过MOSFET整流操作，由如图3 (a)粗线所示的 输出电压VU可知，由于相对于由MOSFET21、 24的二极管的压降Vd， 能使MOSFET导通，从而能够使压降降低到Vfet，因此具有能够降低元 件的功率损失并能够进一步提高三相充电发电机1的发电效率的效果。
但是，实施例1中，在比较器COMl中将整流电路的输出电压VB作 为基准，通过与U相、V相、W相的相加值VS之间的比较，从而输出由 图2的电路100得到的图3 (c)所示的时间信号VT。这样，即使通过励磁绕组14的电流控制电路4控制不同值的整流电
路的输出电压VB，由于整流电路的输出电压VB的基准值VBR会自动跟 踪，因此也能够得到120°周期的稳定的时间信号VT。
因此，能够适当控制MOSFET的导通、截止时间点，所以能够防止 来自电池6的逆向电流，能够确实进行MOSFET整流操作。
作为控制不同值的整流电路的输出电压VB的例子，有使汽车的发动 机控制装置具有指令控制电路5，以对燃料喷射控制或点火控制最佳的电 池充电为目标，向电流控制电路4输出指令值等的情况。
艮P,实施例1的进一步效果除了控制整流电路的输出电压的发电控制 电流独立存在且控制固定的整流电路的输出电压的情况之外，在发电控制 电路基于来自外部的信号而操作且控制不同值的发电电压的情况下，也能 确实切换到稳定的MOSFET整流操作。
而且，在发动机启动时等的三相充电发电机1的旋转数低或发电量少 时，由于在图3 (c)中会变成VS〈VBR，因此时间信号VT会变低。
因此，在逻辑与AND1与AND2的输出VA1 (图3 (e))与VA2 (图 3 (i))上不会产生上升沿的变化，触发器FF1与FF2的输出即MOSFET 的栅极端子电压VHGD与VLGD会变低且MOSFET不导通，所以三相整 流电路2将变成基于寄生二极管的二极管整流操作。
而且，由于旋转数的上升或发电量增多时，变成VS〉VBR，因此产生 MOSFET的栅极端子电压且MOSFET导通，所以能够自动切换MOSFET 整流操作。
艮口，实施例1的进一步效果是自动进行从MOSFET整流到二极管 整流、从二极管整流到MOSFET整流的切换，因此能够消除相对于整流 电路的输出电压或三相充电发电机1的旋转数的处理。
另外，旋转数低或发电量少时在各相电压上会产生变形。
但是，由于作为比较器COMl的一端的输入的基准值VBR基于全波 整流后的整流电路的输出电压VB设定各相电压，因此能够排除各相电压 变形的影响，并能得到时间信号VT。
而且，在图2的共同电路100的加法器OPl中进行相加后设定作为比 较器COMl的另一端的输入的相加电压VS，通过相加各相电压的增加部分与减少部分的各自不同的电压，能排除一部分波形变形的影响，能够得 到时间信号VT。
如上所述，即使是产生变形的各相电压vu、 vv、 vw，也能够进行
向准确且稳定的MOSFET整流操作的切换。 (实施例2)
如图3 (a)所示，在实施例1中，即使是在相电压VU、 VV、 VW比 整流电路的输出电压VB高的期间、相电压VU、 VV、 VW比GND电位 低的期间，都存在二极管整流操作的期间。
以U相为例，从时刻t2到VU>VB的期间和从t5到VIKGND的期间 是二极管整流操作期间，该期间MOSFET的功率损失大，三相充电发电 机的发电效率会降低。
实施例2是在VU>VB的期间、VIKGND的期间延长了 MOSFET整 流操作的期间、縮短了二极管整流操作的期间的实施例。
图5是第2实施例的操作波形图，图6电路结构图，下面对U相进行 说明。
如实施例1的图3所示，由于将时刻t2以后的VU〉VB期间的二极管 整流操作期间作为MOSFET整流操作，如图5 (f)所示，与上流侧 MOSFET21的栅极端子电压VHGD的下降沿同步地，在逻辑与AND1的 脉冲输出VA1内，只延迟了脉冲宽度T2的时间。
如在实施例1中所述，在脉冲输出VA1中，具有T2〈T3的关系，即 使将栅极端子电压VHGD只延迟T2， MOSFET21的导通期间是VU〉VB 的期间内，不会存在流过来自电池6的逆向电流的现象。
另一方面，如图5 (j)所示，对于下流侧的MOSFET24的栅极端子 电压VLGD，在逻辑与AND2的脉冲输出VA2内，只延迟了脉冲宽度T4 的时间。
通过延迟MOSFET21与24的栅极端子电压VHGD与VLGD，图5 (a)的粗线所示的U相电压VU从时刻tl至t2继续MOSFET整流操作。 图6是延迟栅极端子电压VHGD、 VLGD的电路结构。 通过逻辑与AND3与AND4从触发器FF1与FF2的输出VFF1与VFF2 提取脉冲输出VA1与VA2的脉冲宽度T2与T4，由计数器CNT1与CNT2测量脉冲持续时间并保存。
而且，与输出VFF1与VFF2的下降沿同步地，通过定时器TIM1与 TIM2只延迟脉冲宽度T2与T4的时间，得到栅极端子电压VHGD与 VLGD。
根据本实施例，通过延长MOSFET整流操作的期间，具有能够进一 步降低元件的功率损失且能够进一步提高三相充电发电机1的发电效率的 效果。
在所述说明中，使触发器FF1与FF2的输出VFF1与VFF2只延迟脉 冲输出VA1与VA2的脉冲宽度T2与T4的时间，最大程度地利用了 MOSFET整流操作。
但是，基于无法完全消除变形的影响的情况、或各相电压极其接近于 整流电路的输出电压VB的值的情况、或在该状态中各相电压为不同值等 的影响，使栅极端子电压VHGD与VLGD延迟脉冲宽度T2与T4的时间 时，也需要考虑相对于延迟到电池电压>相电压的范围的情况的可能性。
所以，也能够将脉冲宽度T2与T4的时间作为最大延迟时间，在该脉 冲宽度的范围内设定延迟时间。
艮P，对于只延迟脉冲宽度T2与T4的时间的效果，能够得到次优(the second best)的效果。
在本实施例中，对于在实施例1中所述的其它作用、效果，也能得到 同样的作用、效果。
所述实施例中的生成MOSFET21与MOSFET24的栅极端子电压的共 通电路100的操作波形图3 (b)表示使比较器COMl的基准值VBR成为 相加电压VS的中间附近的值的方式而设定的例子。如在实施例1中的说 明，在将整流电路的输出电压VB控制在不同值的情况中，基准值VBR 会变化。
图7是将基准值设定为比VBR大的VBR1和比VBR小的VBR2时的
操作波形。
在基准值VBR1中，图5 (c)所示的时间信号VT的时间宽度T6变 得比图3 (c)所示的VT的时间宽度T2短，在基准值VBR2中，图5 (c) 所示的时间信号VT的时间宽度T11变得比图3 (c)所示的VT的时间宽度T2短，周期等于电角度120°。
而且，这些时间信号VT与VH-ON以及VH-LO之间的逻辑与电路 AND1与AND2的脉冲输出VA1与VA2维持T7<T8、 T9<T10以及 T12<T13、 T14〈T15的关系。
由此生成的栅极端子电压VHGD与T7、 T12的上升沿同步输出，不 与T8、 T13的上升沿同步输出，另外，VLGD与T9、 T14的上升沿同步 输出，不与TIO、 T15的上升沿同步输出，成为与图3或图5相同的操作。
另外，图5中所示的栅极端子电压VHGD被延迟的时间T2、 VLGD 被延迟的时间T4对于VHGD延迟T7、 T12，对于VLGD延迟T9、 T14, 成为与图5相同的操作。
即，能够得到与所述实施例相同的效果。
在所述实施例中，由于图2所示的电路连接了多个电子电路，并由在 脉冲输出的上升沿、下降沿中操作的触发器构成，因此需要能够处理由噪 声引起的误操作的电路结构。
作为最大误操作之一是在电池6的电压相对于各相电压VU、 VV、 VW高的状态中，在MOSFET上施加了栅极端子电压时，产生MOSFET 的破损，使得在整流装置中在电池6—MOSFET—相绕组上流过短路电流， 在充电发电机上流过逆向电流。
所以，如图8所示，实际上将栅极端子电压VHGD、 VLGD，和在 OP2、 OP3中输出图2中所示的整流电路的输出电压VB与各相电压的偏 差的电压差E1、E2，和与基准电压Vrefl、 Vref2进行比较的比较器COM2、 COM3的输出VH-ON、 VL-ON之间的逻辑与电路AND5、 AND6的输出 作为施加在栅极端子上的电压VHGDO、 VLGDO，并按照如下方式设定 基准电压Vrefl、 Vref2电压差。
艮P，将图3或图5所示的基准电压Vrefl的低电平电压refl2和基准 电压Vref2的高电平电压ref22设定为流向MOSFET21 26的逆向电流所 允许的允许值以下的值。
根据所述的图8的电路结构和基准电压Vrefl、 Vref2的设定，即使电 路中混入因噪声等引起的误操作，由于流向MOSFET的逆向电流能够在 允许值以下，因此能够防止充电发电机或MOSFET的破损。但是，在所述实施例中，将三相充电发电机1的相电压VU、 VV、
VW在运算放大器0P1中相加后作为相加电压VS，但也能将图1所示的 三相充电发电机1的星形接线的相绕组11、 12、 13的中性点电压VMS 电平转换后的电压作为相加电压VS，能得到相同的作用、效果。
另外，在所述实施例中，例示了三相充电发电机l的相绕组ll、 12、 13星形接线时的情况，但是即使是三角(delta)接线的三相充电发电机， 本发明的作用、效果也是相同的。
另夕卜，在所述实施例中，控制电路3取得的整流电路的输出电压VB 是三相整流电路2的输出电压，但是即使由控制电路的相电压VU、 VV、 VW构成三相整流电路并作为整流电路的输出电压VB，作用、效果也是 相同的。
另外，在所述实施例中，是三相充电发电机1的三相整流电路2，但 是不仅限于三相，也能适用于由多相发电机对多相整流电路的控制。
根据所述的实施方式，通过使由MOSFET等的开关元件构成的全波 整流器成为不受发动机启动时的发电状态或在2个电枢绕组间产生的相互 感应电压引起的波形变形的影响的操作，能够降低全波整流器的功率损 失，且能提高发电效率。
权利要求
1、一种车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于具有整流电路，将输出三相交流电压的电枢绕组的交流输出电压全波整流成为直流电压；和控制电路，指令构成所述整流电路的开关元件的导通或截止，所述控制电路根据从构成所述三相交流的第一相的相电压、第二相的相电压、第三相的相电压以及所述整流电路的输出电压计算出的计算信号决定所述整流电路的所述开关元件的导通或截止定时。
2、 根据权利要求1所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于根据比较信号决定所述计算信号，该比较信号是比较根据所述第一相 的相电压、所述第二相的相电压以及所述第三相的相电压的相加信号与根 据所述整流电路的输出电压的发电信号的比较信号。
3、 根据权利要求2所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于-所述相加信号是将所述第一相的相电压、所述第二相的相电压以及所 述第三相的相电压分压后的相电压分压信号。
4、 根据权利要求3所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述相电压分压信号以相同的比例分压所述第一相的相电压、所述第 二相的相电压以及所述第三相的相电压。
5、 根据权利要求2所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述发电信号是分压所述整流电路的输出电压后的电压分压信号。
6、 根据权利要求5所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述整流电路的输出电压比电池端子间电压低时的所述发电信号的 分压比设定为比所述相加信号高的第1设定值。
7、 根据权利要求1所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述计算信号的生成电路包括第2比较单元，对控制的所述第一、 第二、第三相的任一相电压和所述整流电路的输出电压的偏差与第2设定值进行比较；第3比较单元，比较该相的相电压和GND电压的偏差、与 第3设定值。
8、 根据权利要求7所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述第2设定值与所述第3设定值具有高电平和低电平两个电平，在 所述开关元件的逆向电流允许值的范围内设定所述第2设定值的低电平与 所述第3设定值的高电平。
9、 根据权利要求2所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述整流电路由MOSFET构成。
10、 根据权利要求2所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述控制电路在所述相加信号比所述发电信号低时禁止驱动 MOSFET的栅极，利用MOSFET的寄生二极管控制整流操作。
11、 根据权利要求2所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述比较信号是通过所述相加信号与所述发电信号之间的比较结果 切换低电平和高电平的信号，并且所述控制电路决定所述开关元件的截止时间时，利用基于从该开关元 件的相的相电压与所述整流电路的输出电压之间的偏差达到了规定的电 压的时间到所述比较信号从高电平至低电平或从低电平至电高平切换为 止的时间决定的延迟时间，从而决定所述截止时间。
12、 根据权利要求2所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述控制电路将所述比较信号从高电平切换至低电平并进一步回到 高电平的时间作为所述开关元件的截止时间，根据该截止时间指令所述开 关元件的截止。
13、 根据权利要求12所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征在于所述控制电路将所述开关元件的所述截止时间作为起点，在根据从该 开关元件的相的相电压与所述整流电路的输出电压之间的偏差达到了规 定的电压的时间到所述比较信号从高电平至低电平或从低电平至电高平 切换为止的时间决定的延迟时间之后，指令所述开关元件的截止。
14、 根据权利要求12所述的车辆用充电发电机的整流装置，其特征 在于-所述控制电路将所述开关元件的所述截止时间作为起点，在根据从该 开关元件的相的相电压与所述整流电路的输出电压之间的偏差达到了规 定的电压的时间到所述比较信号从高电平至低电平或从低电平至电高平 切换为止的时间决定的延迟时间经过的期间，指令所述开关元件的截止。
15、 一种车辆用充电发电机，其特征在于 具有权利要求1所述的整流装置。
全文摘要
本发明提供一种车辆用充电发电机及其整流装置，在由MOSFET构成的整流装置(2)中，不会因发动机的启动而影响发电状态，能提供稳定的MOSFET整流操作。在COM1中比较相加各相电压(VU、VV、VW)的输出(VS)与发电电压(VBR)，在VBR＞VS的期间，得到电角度120°周期的时间信号(VT)(图3(c))，使触发器(FF1、FF2)与相电压(VU)和发电电压(VB)的比较结果(VH-ON)(图3(d))、相电压(VV)和GND电位的比较结果(VL-ON)(图3(h))之间的逻辑与(AND1、AND2)的上升沿同步操作，输出上流侧MOSFET的栅极信号(VHGD)、下流侧MOSFET的栅极信号(VLGD)，并使MOSFET整流操作。
文档编号H02M7/12GK101599707SQ20091020285
公开日2009年12月9日 申请日期2009年5月26日 优先权日2008年6月6日
发明者国井启次, 国分修一, 桝本正寿 申请人:株式会社日立制作所