专利名称：电机驱动装置的控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及进行电机驱动装置的控制的控制装置，该电机驱动装置具备电压变换部，其变换来自直流电源的电源电压并生成希望的系统电压；和直流交流变换部，将上述系统电压变换为交流电压并向交流电机提供。
背景技术：
如今电机驱动装置已被普遍使用，该电机驱动装置利用逆变器把来自直流电源的直流电压变换为交流电压来驱动交流电机。于是，电机随着旋转速度变高则其感应电压变高。因此，为了抑制感应电压超过逆变器的最大输出电压导致不能向电机流入需要的电流的情况，有时进行减弱电机的磁场磁通量的弱磁控制。但是，若进行了弱磁控制，则由电机能够输出的最大转矩降低。对于这样的问题，下述的专利文献1记载了如下的电机驱动装置为了将最大转矩控制区域扩展到更高的旋转速度域而具备将来自直流电源的电源电压进行升压的升压变换器。另外，下述的专利文献1记载了如下的控制装置的构成为了控制这样的电机驱动装置，根据电机的目标转矩及旋转速度，计算适当的系统电压指令值(逆变器输入电压目标值)，并控制升压变换器以使得成为该系统电压指令值。专利文献1 国际公开第2003/015254号但是，如上述的控制装置那样，在基于电机的目标转矩及旋转速度，间接地推定针对电机的供给电压并决定系统电压指令值的构成中，需要考虑实际的针对电机的供给电压和推定值之间的偏差，来设定具有一定程度的余量的电压值作为系统电压指令值。从而，与该余量相对应逆变器的输入电压变高，逆变器的开关损耗也变大，所以相应地效率降低了。另外，因为在上述的控制装置中，基于电机的目标转矩及旋转速度，进行推定针对电机的供给电压并决定系统电压指令值的处理，所以系统电压指令值针对电机的转矩和旋转速度的急剧变化的的跟随性不高。从而，例如在由于电机的负载发生了剧变使负载转矩和旋转速度发生了剧变的情况等，而暂时需要大的输出(功率)的情况下，系统电压不能跟随上，对于向实际的电机的供给电压，有时升压变换器的升压不足。此外，在根据电机的工作状态决定系统电压指令值的构成中，适当地兼顾按照该系统电压指令值对电源电压进行升压的升压控制和与该升压控制相反目的的弱磁控制也成为课题。
发明内容
因此，希望实现能够根据实际的针对电机的供给电压，迅速而适当地决定系统电压指令值，由此能够提高电机驱动装置的效率并且也能够提高系统电压针对电机的工作状态的追随性的电机驱动装置的控制装置。用于实现上述目的的本发明是进行电机驱动装置的控制的控制装置，该电机驱动装置具备电压变换部，其对来自直流电源的电源电压进行变换来生成希望的系统电压； 和直流交流变换部，其将上述系统电压变换为交流电压并向交流电机进行供给。该控制装置的特征构成点在于，具备交流电压指令决定部，其基于上述交流电机的目标转矩及上述
3交流电机的旋转速度，决定从上述直流交流变换部向上述交流电机供给的交流电压的指令值即交流电压指令值；和系统电压指令决定部，其基于上述交流电压指令值和上述系统电压，决定利用上述电压变换部生成的上述系统电压的指令值即系统电压指令值。根据该特征构成，因为基于直接表示实际向交流电机供给的交流电压的交流电压指令值和利用电压变换部对电源电压进行变换所生成的实际的系统电压的值，决定系统电压指令值，所以能够根据实际的针对电机的供给电压，迅速且适当地决定该系统电压指令值。由此，与基于电机的目标转矩及旋转速度间接地推定向电机供给的电压来决定系统电压指令值的构成相比，不需要考虑实际的针对电机的供给电压和推定值之间的偏差，所以能够使系统电压指令值更接近与实际向交流电机供给的交流电压相对应的值。因此，可以抑制直流交流变换部中的损耗，能够提高电机驱动装置的效率。另外，因为基于直接表示实际向交流电机供给的交流电压的交流电压指令值，决定系统电压指令值，所以也能够提高系统电压指令值针对交流电机的工作状态的变化的跟随性。在此，优选构成为，还具备电压指标导出部，该电压指标导出部导出表示上述交流电压指令值相对于上述系统电压的大小的电压指标。上述系统电压指令决定部，基于对上述电压指标进行积分而得到的积分值和上述电源电压，来决定上述系统电压指令值。根据该构成，通过使用交流电压指令值相对于系统电压的大小的电压指标的积分值，能够决定与直接表示实际向交流电机供给的交流电压的交流电压指令值和实际的系统电压的值之间的关系及其经时变化相应的适当的系统电压指令值。从而，能够抑制直流交流变换部中的损耗，能够提高电机驱动装置的效率并且也能够提高系统电压指令值针对交流电机的工作状态的变化的跟随性。这时，优选为，基于表示为了输出上述交流电压指令值而需要的直流电压的电压指令换算值和上述系统电压之间的偏差、表示上述交流电压指令值与上述系统电压的比的调制率和规定的目标调制率之间的偏差及上述交流电压指令值和根据上述系统电压能够输出的最大的上述交流电压的值之间的偏差的任意一个，导出上述电压指标。根据这些构成，能够适当地导出表示交流电压指令值相对于系统电压的大小的电压指标。另外，优选构成为，还具备弱磁指令值决定部，其基于上述交流电压指令值和上述系统电压，来决定表示进行减弱上述交流电机的磁场磁通量的弱磁控制时的弱磁的程度的弱磁指令值；和处理切换部，其切换利用上述系统电压指令决定部决定上述系统电压指令值的系统电压决定处理和利用上述弱磁指令值决定部决定弱磁指令值的弱磁指令值决定处理的执行状态。上述处理切换部，至少基于上述弱磁指令值及上述系统电压指令值，切换上述系统电压决定处理和上述弱磁指令值决定处理的执行状态。根据该构成，可以基于上述交流电压指令值和上述系统电压，适当地进行弱磁控制。而且，在进行该弱磁控制和生成对电源电压进行变换后的系统电压并向直流交流变换部进行供给的变压控制的双方的情况下，能够基于弱磁指令值及系统电压指令值，适当地切换决定系统电压指令值的系统电压决定处理和决定弱磁指令值的弱磁指令值决定处理的执行状态。从而，能够根据电机的工作状态，适当地切换并执行目的相互违背的弱磁控制和变压控制。另外，对于如下的构成在上述弱磁指令值为零的状态下使上述直流交流变换部进行脉冲宽度调制控制，在上述弱磁指令值不是零的状态下使上述直流交流变换部进行输出矩形波状电压的矩形波控制，优选构成为，上述处理切换部，在上述交流电压指令值超过了根据当时的上述系统电压能够输出的最大的上述交流电压的值的情况下，执行上述弱磁指令值决定处理直到上述弱磁指令值达到规定的第一阈值为止，当上述弱磁指令值达到了规定的第一阈值的情况下，中止上述弱磁指令值决定处理并执行上述系统电压决定处理直到上述系统电压指令值达到规定的第二阈值为止，当上述系统电压指令值达到了规定的第二阈值的情况下，重新开始上述弱磁指令值决定处理。根据该构成，通过在弱磁指令值为零且不需要进行弱磁控制的状态下使直流交流变换部进行脉冲宽度调制控制，由此在抑制转矩变动的同时，适当地控制交流电机，通过在需要进行弱磁控制的状态下使直流交流变换部进行矩形波控制，由此可以将弱磁的程度抑制在较小并且降低直流交流变换部中的开关损耗而提高电机驱动装置的效率。另外，根据该构成，例如在交流电机的旋转速度和目标转矩上升的状况下，在交流电压指令值超过了根据当时的系统电压能够输出的最大的交流电压的值的情况下，首先，执行弱磁控制及矩形波控制，之后维持弱磁控制及矩形波控制不变进行对电源电压进行变换(在这种情况下，升压)来生成系统电压的电压变换。从而，能够在宽的工作范围内得到所谓降低矩形波控制的开关损耗的效果，能够提高电机驱动装置的效率。这时，优选，以伴随矩形波控制的开关损耗的降低的效率提高超过由于弱磁的程度变大而引起的效率降低的方式，设定成为用于开始电压变换的弱磁指令值的阈值的第一阈值。此外，因为在系统电压指令值达到了例如设定为电压变换的上限(升压上限)等的规定的第二阈值的情况下，重新开始弱磁指令值决定处理，所以在电压变换变得不能进行后，能够利用通常的弱磁控制使交流电机的旋转速度上升，可以扩大交流电机的可工作区域。
图1是表示本发明的第一实施方式的电机驱动装置的构成的电路图。图2是本发明的第一实施方式的控制装置的功能方框图。图3是表示由本发明的第一实施方式的旋转速度和转矩所规定的电机的可工作区域的图。图4是表示本发明的第一实施方式的基本d轴电流指令值表的例图。图5是表示本发明的第一实施方式的q轴电流指令值表的例图。图6是表示本发明的第一实施方式的控制装置的动作流程的流程图。图7是表示本发明的第一实施方式的控制装置的动作的具体例的时序图。图8是表示本发明的第一实施方式的控制装置中的系统电压指令值的变化及与此相伴的电机的可工作区域的变化的说明图。图9是本发明的第二实施方式的控制装置的功能方框图。图10是表示本发明的第二实施方式的控制装置的动作流程的流程图。图11是本发明的其他的实施方式的控制装置的功能方框图。
具体实施例方式1.第一实施方式对本发明的第一实施方式，基于附图进行说明。如图1所示那样，在本实施方式中，以如下情况为例进行说明，电机驱动装置1作为如下的装置而构成，即驱动作为利用三相交流进行工作的交流电机的嵌入磁钢构造的同步电机4(IPMSM、以下只叫做“电机4”。) 的装置。该电机4，构成为，根据需要，也作为发电机进行工作。该电机4，例如作为电动车辆和混合动力车辆等的驱动力源而被使用。电机驱动装置1，构成为，具有变换器5，其对来自直流电源3的电源电压Vb进行变换并生成希望的系统电压Vdc ；和逆变器6，其将该系统电压Vdc变换为交流并向电机4供给。而且，在本实施方式中，如图2所示那样，控制装置2，通过控制电机驱动装置1，使用矢量控制法来进行电机4的电流反馈控制。这时，控制装置2具有如下特征点根据基于电机4的目标转矩TM及旋转速度ω所决定的交流电压指令值Vd、Vq和由变换器5变换后的实际的系统电压Vdc，来决定利用变换器5生成的系统电压Vdc的指令值即系统电压指令值Vdct。以下，对本实施方式的电机驱动装置1及其控制装置2详细地进行说明。1-1.电机驱动装置的构成首先，对本实施方式的电机驱动装置1的构成，基于图1进行说明。该电机驱动装置1具备变换器5和逆变器6。另外，电机驱动装置1具备直流电源3、对来自直流电源3 的电源电压Vb进行平滑化的第一平滑电容Cl和对由变换器5升压后的系统电压Vdc进行平滑化的第二平滑电容C2。作为直流电源3，例如可使用镍氢蓄电池和锂离子蓄电池等的各种蓄电池、电容器或者这些的组合等。作为直流电源3的电压的电源电压Vb，由电源电压传感器41来检测并向控制装置2输出。变换器5是对来自直流电源3的电源电压Vb进行变换并生成希望值的直流的系统电压Vdc的DC-DC变换器，与本发明中的电压变换部相当。在本实施方式中，该变换器5 作为对电源电压Vb进行升压并生成希望的系统电压Vdc的升压变换器而发挥功能。此外， 当电机4作为发电机而发挥功能时，对来自逆变器6的系统电压Vdc进行降压并向直流电源3供给，对该直流电源3进行充电。变换器5具备电抗器Li、电压变换用开关元件E1、E2 和二极管D1、D2。在此，变换器5，作为电压变换用开关元件，具备串联连接的一对的上桥元件El及下桥元件E2。作为这些电压变换用开关元件E1、E2，在本例中，使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)。上桥元件El的发射极和下桥元件E2的集电极，借助电抗器Ll而与直流电源3的正极端子连接。另外，上桥元件El的集电极与用于供给由变换器5升压后的电压的系统电压线51连接，下桥元件E2的发射极与连接了直流电源3的负极端子的负极线52连接。另外，自由旋转二极管D1、D2分别与各电压变换用开关元件E1、E2并联连接。此外，作为电压变换用开关元件E1、E2，除了 IGBT以外，还可以使用双极型、场效应型、MOS型等各种构造的功率晶体管。电压变换用开关元件E1、E2的每一个，按照从控制装置2输出的开关控制信号Si、 S2来进行导通截止动作。在本实施方式中，开关控制信号Si、S2是驱动各开关元件E1、E2 的栅极的栅极驱动信号。由此，变换器5，在升压动作时将从直流电源3供给的电源电压Vb 升压到希望的系统电压Vdc并向系统电压线51及逆变器6供给。另外，变换器5，在降压动作时将从逆变器6供给的系统电压Vdc进行降压并向直流电源3供给。由变换器5所生成的系统电压Vdc被利用系统电压传感器42检测出并向控制装置2输出。此外，如后述的那样，在升压指令值AVb(参照图幻为零而不利用变换器5进行升压的情况下，系统电压 Vdc与电源电压Vb相等。
逆变器6是用于将直流的系统电压Vdc变换为交流电压并向电机4供给的装置， 与本发明中的直流交流变换部相当。逆变器6具备多组的开关元件E3 E8和二极管D3 D8。在此，逆变器6，关于电机4的各相(U相、V相、W相的3相)的每一相，具备一对的开关元件，具体来说，U相用上桥元件E3及U相用下桥元件E4、V相用上桥元件E5及V相用下桥元件E6以及W相用上桥元件E7及W相用下桥元件E8。作为这些开关元件E3 E8， 在本例中，使用IGBT(绝缘栅双极型晶体管)。各相用的上桥元件E3、E5、E7的发射极和下桥元件E4、E6、E8的集电极与电机4的各相的绕组分别连接。另外，各相用的上桥元件E3、 E5、E7的集电极与系统电压线51连接，各相用的下桥元件E4、E6、E8的发射极与负极线52 连接。另外，自由旋转二极管D3 D8分别与各开关元件E3 E8并联连接。此外，作为开关元件E3 E8，除了 IGBT以外，可以使用双极型、场效果型、MOS型等各种构造的功率晶体管。开关元件E3 E8的每一个，按照由控制装置2输出的开关控制信号S3 S8，进行导通截止动作。由此，逆变器6，将系统电压Vdc变换为交流电压并向电机4供给，使电机 4输出与目标转矩TM相应的转矩。这时，各开关元件E3 E8，按照开关控制信号S3 S8， 进行伴随后述的PWM(脉冲宽度调制)控制或矩形波控制的开关动作。在本实施方式中，开关控制信号S3 S8是驱动各开关元件E3 E8的栅极的栅极驱动信号。另一方面，当电机4作为发电机而发挥功能时，将所发电的交流电压变换为直流电压并向系统电压线51及变换器5供给。流过逆变器6和电机4的各相的绕组之间的各相电流，具体来说，U相电流 Iur、V相电流Ivr及W相电流Iwr，利用电流传感器43被检测出并向控制装置2输出。另外，电机4的转子在各时间点的磁极位置θ，利用旋转传感器44被检测出并向控制装置2输出。旋转传感器44，例如由旋转变压器等构成。在此，磁极位置θ表示电角度上的转子的旋转角度。电机4的目标转矩ΤΜ，作为来自未图示的车辆控制装置等其他控制装置等的要求信号，被输入到控制装置2。1-2.控制装置的构成接着，对图1所示的控制装置2的功能，使用图2 图5详细地进行说明。以下进行说明的控制装置2的各功能部，将微机等逻辑电路作为核心部件，由用于对所输入的数据进行各种处理的硬件或软件(程序)或者其两者构成。如上述那样，向控制装置2输入目标转矩TM及磁极位置θ。因此，控制装置2，根据这些目标转矩ΤΜ、磁极位置θ及根据磁极位置θ所导出的电机4的旋转速度ω，生成用于驱动电机4的开关控制信号S3 S8 并输出，驱动逆变器6。这时，控制装置2对PWM控制及最大转矩控制，和矩形波控制及弱磁控制进行切换来驱动逆变器6。另外，向控制装置2输入直流电源3的电源电压Vb及由变换器5生成的系统电压Vdc。因此，控制装置2，根据基于目标转矩TM及旋转速度ω决定的交流电压指令值Vd、Vq和当前的系统电压Vdc，决定系统电压Vdc的指令值即系统电压指令值Vdct。而且，控制装置2生成并输出用于生成所决定的系统电压Vdc的开关控制信号Si、S2，驱动变换器5。控制装置2，在进行逆变器6中的直流-交流变换时，切换PWM控制和矩形波控制并执行。在本实施方式中，PWM控制包含正弦波PWM控制和过调制PWM控制的2种控制方式。在正弦波PWM控制中，基于对正弦波状的电压指令值Vu、Vv、Vw和载波之间的比较，控制逆变器6的各开关元件E3 E8的导通截止。具体来说，控制各脉冲的占空比，以使得U、V、W的各相的逆变器6的输出电压波形以由上桥元件E3、E5、E7成为导通状态的高电平期间和下桥元件E4、E6、E8成为导通状态的低电平期间所构成的脉冲的集合所构成并且其基波成分在一定期间成为正弦波。若将逆变器6的输出电压波形的基波成分的有效值与系统电压Vdc的比率设为调制率m(参照后述的式(7))，则在正弦波PWM控制中，可以使调制率 m在0 0. 61的范围内变化。正弦波PWM控制是电压指令值Vu、Vv、Vw的波形的振幅在载波波形的振幅以下的PWM控制。在过调制PWM控制中，以与正弦波PWM控制相比，将各脉冲的占空比在基波成分的波峰侧增大而在波谷侧减小，由此使逆变器6的输出电压波形的基波成分的波形畸变而使振幅与正弦波PWM控制相比变大的方式进行控制。在过调制PWM控制中，能够使调制率m 在0. 61 0. 78的范围内变化。过调制PWM控制是电压指令值Vu、Vv、Vw的波形的振幅超过载波波形的振幅的PWM控制。在该过调制PWM控制中将调制率m提高到最大的0. 78的状态成为矩形波控制。在矩形波控制中，U、V、W的各相的逆变器6的输出电压波形，以每个周期上述高电平期间和上述低电平期间交替地出现各1次并且成为这些高电平期间和低电平期间的比为1 1的矩形波的方式进行控制。由此，矩形波控制使逆变器6输出矩形波状电压。在矩形波控制中，调制率m固定为0.78。在矩形波控制中，各开关元件E3 E8 的导通和截止在电机4的每1个电角度周期执行各1次，对于各相每半个电角度周期输出 1次脉冲。在正弦波PWM控制、过调制PWM控制及矩形波控制的任意一种中，各相的输出电压波形都以相互偏离120°相位的方式输出。于是，电机4，随着旋转速度ω变高而感应电压变高，为了驱动电机4所需要的交流电压(以下叫做“需要电压”。)也变高。而且，若该需要电压超过了对当时的系统电压 Vdc进行变换而从逆变器6能够输出的最大的交流电压(以下叫做“最大输出电压”。)，则绕组不能流过需要的电流，从而不能适当地控制电机4。因此，在本实施方式中，根据电机 4的需要电压，在使PWM控制(正弦波PWM控制或过调制PWM控制)中的调制率m在0 0. 78的范围内变化的同时，在电机4的需要电压比该范围内的最大输出电压低的状态下进行PWM控制和最大转矩控制。而且，若电机4的需要电压达到了 PWM控制的最大调制率(m =0. 78)下的最大输出电压，则进行矩形波控制和弱磁控制。在此，最大转矩控制是对于同一电流以电机4的输出转矩成为最大的方式调节电流相位的控制。另外，弱磁控制，是以从绕组产生减弱电机4的磁场磁通量的方向的磁通的方式调节电流相位的(与最大转矩控制相比推进电流相位)控制。此外，上述的需要电压及最大输出电压，都可以作为交流电压的有效值而相互进行比较。图3是表示由旋转速度ω和目标转矩TM所规定的电机4的可工作区域之中的执行PWM控制及最大转矩控制的区域Al和执行矩形波控制及弱磁控制的区域Α2的图。此外， 该图3成为未考虑系统电压Vdc的升压的图。如上述那样，因为随着电机4的旋转速度ω 变高，感应电压变高，所以电机4的需要电压也由此变高。从而，当由向控制装置2所输入的目标转矩TM和当时的电机4的旋转速度ω决定的工作点位于比较低的旋转的区域Al 内的情况下，执行PWM控制及最大转矩控制，当该工作点位于比较高的旋转的区域Α2内的情况下，执行矩形波控制及弱磁控制。区域Al和区域Α2之间的边界由最大转矩控制过程中的电机4的需要电压与PWM控制的最大调制率(即成为矩形波控制的调制率m = 0. 78) 下的最大输出电压一致的旋转速度ω及转矩来决定。
如图2所示那样，向d轴电流指令值导出部21输入目标转矩TM。d轴电流指令值导出部21，基于所输入的目标转矩TM，导出基本d轴电流指令值Idb。在此，基本d轴电流指令值Idb与进行最大转矩控制时的d轴电流的指令值相当。在本实施方式中，d轴电流指令值导出部21，使用图4所示的基本d轴电流指令值表，导出与目标转矩TM的值相应的基本d轴电流指令值Idb。在图示的例中，作为目标转矩TM输入“tm3”的值，与此相应，d轴电流指令值导出部21导出“Idl”，作为基本d轴电流指令值Idb。向第一减法器23输入这样导出的基本d轴电流指令值Idb。还向第一减法器23输入利用后述的第一积分器31所导出的弱磁电流指令值Aid。第一减法器23，如下述的式(1)所示那样，从基本d轴电流指令值Idb减去弱磁电流指令值Δ Id，导出最终的d轴电流指令值Id。Id = Idb-Δ Id... (1)向q轴电流指令值导出部22输入目标转矩TM及弱磁电流指令值Aid。q轴电流指令值导出部22，基于所输入的目标转矩TM和弱磁电流指令值Aid，导出q轴电流指令值 Iq。在本实施方式中，q轴电流指令值导出部22，使用图5所示的q轴电流指令值表，导出与目标转矩TM及弱磁电流指令值Δ Id的值相应的q轴电流指令值Iq。在图5中，细的实线是表示用于输出tml tm5的各转矩的d轴电流及q轴电流的值的等转矩线61，粗的实线是表示用于进行最大转矩控制的d轴电流及q轴电流的值的最大转矩控制线62。在图示的例中，作为目标转矩TM而输入了 “tm3”的值并且作为弱磁电流指令值Δ Id而输入了 “ΔΙ(1Γ’。与此相应，q轴电流指令值导出部22，首先，将目标转矩TM = tm3的等转矩线61 和最大转矩控制线62的交点的q轴电流的值即“ Iql ”作为基本q轴电流指令值而导出。在此，基本q轴电流指令值与进行最大转矩控制时的q轴电流的指令值相当。因此，在弱磁电流指令值AId为零的情况下(AId = O)，该基本q轴电流指令值成为最终的q轴电流指令值Iq。在本例中，因为作为弱磁电流指令值AId而输入了“Aldl”，所以将沿着目标转矩 TM = tm3的等转矩线61向d轴的负方向移动了 AIdl的点的q轴电流的值即“Iq2”作为 q轴电流指令值Iq而导出。此外，与利用图5的q轴电流指令值表所求出的基本q轴电流指令值(Iql)相对应的d轴电流的值(Idl)与使用图4所示的基本d轴电流指令值表所求出的基本d轴电流指令值Idb的值一致，从该d轴电流的值(Idl)中减去弱磁电流指令值 AId(= AIdl)所求出的d轴电流的值(Id2)与利用第一减法器23所导出的最终的d轴电流指令值Id( = Idb-Δ Id) 一致。因此，也能够利用该图5所示的表求出d轴电流指令值Id。向电流控制部M输入如上述那样导出的d轴电流指令值Id及q轴电流指令值 Iq。还从三相二相变换部27向电流控制部M输入实际d轴电流Idr及实际q轴电流Iqr， 从旋转速度导出部观输入电机4的旋转速度ω。基于利用电流传感器43(参照图1)所检测出的U相电流Iur、V相电流Ivr及W相电流Iwr和利用旋转传感器44 (参照图1)所检测出的磁极位置θ，由三相二相变换部27进行三相二相变换而导出实际d轴电流Idr及实际q轴电流Iqr。另外，基于利用旋转传感器44 (图1参照)所检测出的磁极位置θ，由旋转速度导出部观导出电机4的旋转速度ω。电流控制部M导出作为d轴电流指令值Id和实际d轴电流Idr之间的偏差的d 轴电流偏差S Id及作为q轴电流指令值Iq和实际q轴电流Iqr之间的偏差的q轴电流偏差Slq。而且，电流控制部对，基于d轴电流偏差δ Id，进行比例积分控制运算(PI控制运算)而导出电压降的d轴成分即d轴电压降Vzd，并且基于q轴电流偏差Slq，进行比例积分控制运算而导出电压降的q轴成分即q轴电压降Vzq。而且，电流控制部对，如下述的式( 所示那样，通过从d轴电压降Vzd中减去q 轴电枢反作用Eq而导出d轴电压指令值Vd。Vd = Vzd-Eq= Vzd-ω · Lq ‘ Iqr...(2)如该式⑵所示的那样，基于电机4的旋转速度ω、实际q轴电流Iqr及q轴电感 Lq，导出q轴电枢反作用Eq。此外，电流控制部对，如下述的式C3)所示那样，通过把q轴电压降Vzq加上d轴电枢反作用Ed及基于永久磁钢的电枢磁链的感应电压Em而导出q轴电压指令值Vq。Vq = Vzq+Ed+Em= Vzq+ω · Ld · Idr+ω · MIf... (3)如该式(3)所示的那样，基于电机4的旋转速度ω、实际d轴电流Idr及d轴电感Ld，导出d轴电枢反作用Ed。另外，基于由永久磁钢的电枢磁链的有效值决定的感应电压常数MIf及电机4的旋转速度ω，导出感应电压Em。在本实施方式中，将d轴电压指令值Vd及q轴电压指令值Vq设为从逆变器6向电机4供给的交流电压的指令值即交流电压指令值。从而，由上述的d轴电流指令值导出部21、q轴电流指令值导出部22及电流控制部24，构成了基于电机4的目标转矩TM及旋转速度ω决定交流电压指令值Vd、Vq的交流电压指令决定部7。向二相三相变换部25输入d轴电压指令值Vd及q轴电压指令值Vq。另外，也向二相三相变换部25输入由旋转传感器44(参照图1)所检测出的磁极位置θ。二相三相变换部25使用磁极位置θ来进行二相三相变换，将d轴电压指令值Vd及q轴电压指令值 Vq变换为U相电压指令值Vu、V相电压指令值Vv及W相电压指令值Vw而导出。向PWM脉冲生成部沈输入U相电压指令值Vu、V相电压指令值Vv及W相电压指令值Vw。PWM脉冲生成部沈，基于正弦波状的各相的电压指令值Vu、Vv, Vw和载波之间的比较，生成控制图1所示的逆变器6的各开关元件E3 E8的开关控制信号S3 S8。而且，通过逆变器6的各开关元件E3 E8按照开关控制信号S3 S8进行导通截止动作，进行PWM控制(正弦波PWM控制或过调制PWM控制)或矩形波控制。在本实施方式中，将载波的振幅固定为与如下的各相的电压指令值Vu、Vv, Vw的振幅相同的值，该各相的电压指令值Vu、Vv、Vw与正弦波PWM控制中的上限的调制率m( = 0.61)相符合。由此，PWM脉冲生成部沈，在所输入的各相的电压指令值Vu、Vv, Vw是与超过正弦波PWM控制中的上限的调制率m( = 0.61)的调制率m( = 0.61 0.78)相符合的振幅的情况下，生成用于执行过调制PWM控制的开关控制信号S3 S8，该过调制PWM控制是逆变器6的输出电压波形基本上成为PWM脉冲并且在电压指令值Vu、Vv, Vw超过载波的振幅的部分中连续地成为高电平或低电平的控制。此外，PWM脉冲生成部沈，在所输入的各相的电压指令值Vu、Vv、Vw是与过调制PWM控制中的上限的调制率m( = 0. 78)相符合的振幅的情况下，生成用于执行矩形波控制的开关控制信号S3 S8，该矩形波控制是逆变器6的输出电压波形成为在每1个周期高电平期间和低电平期间交替地各出现1次的矩形波的控制。向电压指令换算值导出部四输入d轴电压指令值Vd及q轴电压指令值Vq。电压指令换算值导出部29，基于d轴电压指令值Vd及q轴电压指令值Vq，按照下述的式(4)来导出电压指令换算值Va。
Va =V (V d 2H-V q z) /O. 7 8··· (4)在此，V" (V d 2 +V q 2)与3相的线电压有效值相当。从而，在本实施方式中， 电压指令换算值Va，作为将3相的线电压有效值除以理论上的最大调制率(m = 0. 78)而得到的值被导出。该电压指令换算值Va是用于将交流电压指令值VcUVq能够与系统电压Vdc 比较的换算值，表示为了输出交流电压指令值Vd、Vq所需要的直流电压(系统电压Vdc)。 更详细地说，电压指令换算值Va表示为了输出与交流电压指令值VcUVq相符合的交流电压而需要向逆变器6输入的系统电压Vdc。向第二减法器30输入电压指令换算值Va及利用系统电压传感器42所检测出的系统电压Vdc的值。第二减法器30，如下述的式(5)所示那样，导出从电压指令换算值Va 减去系统电压Vdc的值而得到的电压偏差Δ V。AV = Va-Vdc...(5)在本实施方式中，该电压偏差Δ V与表示交流电压指令值Vd、Vq相对于系统电压 Vdc的大小的电压指标相当。因此在本实施方式中，由电压指令换算值导出部四及第二减法器30构成了电压指标导出部11。在此，电压偏差Δ V表示交流电压指令值VcUVq超过了根据当时的系统电压Vdc而能够输出的最大的交流电压的值的程度。从而，电压偏差AV 作为表示实际上系统电压Vdc不足的程度的电压不足指标而发挥功能。在本实施方式中，向处理切换部10输入电压偏差Δ V、弱磁电流指令值Δ Id及系统电压指令值Vdct。处理切换部10，基于这些值，对利用系统电压指令决定部9决定系统电压指令值Vdct的系统电压决定处理和利用弱磁指令值决定部8决定弱磁电流指令值Δ Id 的弱磁指令值决定处理的执行状态进行切换。在本实施方式中，处理切换部10，对执行弱磁指令值决定处理的第一状态Ml、执行系统电压决定处理的第二状态M2及这两者都不执行的第三状态M3进行切换。而且，处理切换部10，在第一状态Ml下向第一积分器31输入电压偏差Δ V，在第二状态M2下向第二积分器32输入电压偏差Δ V，在第三状态Μ3下不向第一积分器31及第二积分器32的任意一个输入电压偏差Μ。处理切换部10，基于与对电压偏差Δ V、弱磁电流指令值Δ Id及系统电压指令值Vdct的每一个所预先规定的阈值进行了比较的结果，进行3个状态Μ1、Μ2、Μ3的切换。此外，对于基于该处理切换部10的切换动作，因为在后面将使用图6 图8详细地进行说明，在此不详细地进行说明。当处理切换部10处于第一状态Ml时，向第一积分器31输入电压偏差Δ V。第一积分器31，使用规定的增益对该电压偏差AV进行积分，将该积分值作为弱磁电流指令值 AId而导出。在此，设定第一积分器31具备基于自保持电路等的自保持功能。而且，第一积分器31，构成为，当处理切换部10成为第二状态Μ2时，保持处理切换部10处于第一状态Ml时的最终的弱磁电流指令值Aid，并连续输出该值。另外，第一积分器31，构成为，当处理切换部10成为第三状态M3时，解除自保持功能。在本实施方式中，该弱磁电流指令值 Δ Id与表示进行减弱电机4的磁场磁通量的弱磁控制时的弱磁的程度的弱磁指令值相当。 另外，利用电压指令换算值导出部四、第二减法器30及第一积分器31，基于交流电压指令值VcUVq和系统电压Vdc，决定弱磁电流指令值Δ Id。因此，在本实施方式中，由电压指令换算值导出部四、第二减法器30及第一积分器31构成了弱磁指令值决定部8。如上述那样， 在本实施方式中，与矩形波控制一同进行弱磁控制，与PWM控制一同进行最大转矩控制。从而，控制装置2，构成为，在弱磁电流指令值△ Id为零的状态下使逆变器6进行PWM控制，在弱磁电流指令值△ Id为零以外的状态下使逆变器6进行矩形波控制。此外，弱磁控制是以与最大转矩控制相比减弱电机4的磁场磁通量的方式进行针对基本d轴电流指令值Idb的调整的励磁控制。即弱磁控制是以从电枢绕组产生减弱电机4的磁场磁通量的方向的磁通的方式来调节电流相位的控制。在此，在弱磁控制中，以与通常励磁控制相比推进电流相位的方式来设定d轴电流调整指令值Aid。具体来说，在弱磁控制中，以使基本d轴电流指令值Idb向负方向变化(减少)的方式来设定d轴电流调整指令值Δ Id。当处理切换部10处于第二状态M2时，向第二积分器32输入电压偏差Δ V。第二积分器32，使用规定的增益对该电压偏差△ V进行积分，并将该积分值作为升压指令值AVb 而导出。在此，设为，第二积分器32具备基于自保持电路等的自保持功能。而且，第二积分器32，构成为，当处理切换部10成为第一状态Ml时，保持处理切换部10处于第二状态Μ2 时的最终的升压指令值AVb，并连续输出该值。另外，第二积分器32，构成为，当处理切换部10成为第三状态M3时，解除自保持功能。将为了输出与由电流控制部M所导出的交流电压指令值Vd、Vq相符的交流电压而需要向逆变器6输入的电压设为系统电压Vdc，该升压指令值AVb与为了得到该系统电压Vdc而需要对电源电压Vb进行升压的电压值相当。向加法器33输入由电源电压传感器41所检测出的电源电压Vb及升压指令值 AVb。加法器33，如下述的式(6)所示那样，导出对电源电压Vb加上升压指令值AVb而得到的系统电压指令值Vdct0Vdct = Vb+Δ Vb- (6)该系统电压指令值Vdct成为由变换器5生成的系统电压Vdc的指令值。如上述那样，利用电压指令换算值导出部四、第二减法器30、第二积分器32及加法器33，基于交流电压指令值Vd、Vq和系统电压Vdc，来决定系统电压指令值Vdct。因此，在本实施方式中， 由电压指令换算值导出部四、第二减法器30、第二积分器32及加法器33构成了系统电压指令决定部9。如上述那样，该系统电压指令决定部9，基于作为电压指标而利用电压指令换算值导出部四及第二减法器30所导出的电压偏差Δν，更具体来说，基于利用第二积分器32对该电压偏差△ V进行积分所导出的积分值即升压指令值AVb和电源电压Vb，决定了系统电压指令值Vdct。向升压控制部34输入系统电压指令值Vdct。升压控制部34，根据系统电压指令值 Vdct，生成控制变换器5的电压变换用开关元件E1、E2的开关控制信号S1、S2。而且，通过变换器5的电压变换用开关元件El、E2按照开关控制信号Si、S2进行导通截止动作，电源电压Vb被升压。具体来说，变换器5，对来自控制装置2的开关控制信号S1、S2进行响应， 进行交替地重复只有下桥元件E2在规定期间导通的状态和上桥元件El及下桥元件E2的双方在规定期间截止的状态的动作，将电源电压Vb升压。这时的升压比与下桥元件E2的导通期间的占空比相应。即，随着下桥元件E2的导通占空比的增大，电抗器Ll中的电力积蓄变大，所以能够提高从变换器5输出的系统电压Vdc。1-3.处理切换部的动作
接着，对处理切换部10的切换动作及与此相伴的控制装置2的各部的动作，使用图6 图8来详细地进行说明。图6是表示伴随基于处理切换部10的切换动作的控制装置2的各部的动作流程的流程图。如图6所示那样，控制装置2，首先，利用电压指令换算值导出部四导出电压指令换算值Va(步骤#01)。接着，利用第二减法器30导出从电压指令换算值Va中减去系统电压Vdc的值而得到的电压偏差Δν( = Va-Vdc)(步骤#02)。而且，利用处理切换部10，判定在步骤#02中所导出的电压偏差Δ V是否比零大(AV > 0)(步骤#03)。在电压偏差Δ V 比零大的情况下(步骤#03 是)，系统电压Vdc相对于交流电压指令值Vd、Vq变成不足。 因此，处理切换部10，接着，判定当时的弱磁电流指令值Δ Id是否在规定的第一阈值Δ Ids 以上(Δ Id彡Δ Ids)(步骤#04)。在弱磁电流指令值Δ Id小于第一阈值Δ Ids的情况下 (步骤#04 否)，处理切换部10成为将电压偏差Δ V向第一积分器31进行输入的第一状态Μ1，并将弱磁指令值决定处理设为执行状态。由此，第一积分器31对电压偏差AV进行积分并导出弱磁电流指令值△ Id (步骤#冊)。在这种情况下，控制装置2，使逆变器6进行弱磁控制及矩形波控制，不使变换器5进行升压控制而使电源电压Vb照原样作为系统电压 Vdc输出。当弱磁电流指令值Δ Id在第一阈值Aids以上的情况下(步骤#04:是)，接着， 利用处理切换部10判定系统电压指令值Vdct是否小于第二阈值Vdcmax (Vdct < Vdcmax) (步骤#06)。在系统电压指令值Vdct小于第二阈值Vdcmax的情况下(步骤#06 是)，利用第一积分器31保持当时的弱磁电流指令值Δ Id(步骤#07)。而且，处理切换部10成为将电压偏差ΔΥ向第二积分器32进行输入的第二状态Μ2，并将系统电压决定处理设为执行状态。由此，第二积分器32对电压偏差Δ V进行积分并导出系统电压指令值Vdct (步骤 #08)。在这种情况下，控制装置2，按照在步骤#07中所保持的一定的弱磁电流指令值AId 使逆变器6进行弱磁控制并且进行矩形波控制，使变换器5进行升压控制并输出对电源电压Vb升压后的系统电压Vdc。当系统电压指令值Vdct在第二阈值Vdcmax以上的情况下(步骤#06 否)，利用第二积分器32保持当时的升压指令值Δ Vb，由此保持当时的系统电压指令值Vdct (步骤 #09)。而且，处理切换部10，成为将电压偏差Δ V向第一积分器31进行输入的第一状态M1， 第一积分器31对电压偏差Δ V进行积分并导出弱磁电流指令值八1(1(步骤#冊)。在这种情况下，控制装置2，按照在步骤#09所保持的一定的系统电压指令值Vdct使变换器5进行升压控制并输出对电源电压Vb升压后的系统电压，并且在调整弱磁电流指令值△ Id的同时，使逆变器6进行弱磁控制及矩形波控制。另一方面，当电压偏差Δ V在零以下的情况下(步骤#03 否)，处理切换部10成为不向第一积分器31及第二积分器32中的任意一个输入电压偏差AV的第三状态Μ3。因此，在本实施方式中，该零是对于作为电压指标的电压偏差△ V所预先规定的阈值，该阈值作为用于决定是否进行弱磁指令值决定处理及系统电压决定处理的至少一方的处理的处理执行阈值而发挥功能。而且，在进行了基于步骤#07的弱磁电流指令值AId的保持或基于步骤#09的系统电压指令值Vdct的保持的情况下，解除该保持(步骤#10)。在这时进行了弱磁控制的情况下，第一积分器31逐渐减少弱磁电流指令值Aid，并最终结束弱磁控制。另外，在这时进行了升压控制的情况下，使第二积分器32逐渐减少升压指令值AVb，并最终结束升压控制。另一方面，在这时未进行弱磁控制及升压控制的双方的情况下，即在使逆变器6进行最大转矩控制及PWM控制，并不使变换器5进行升压控制而使电源电压Vb照原样作为系统电压Vdc来输出的情况下，控制装置2维持该状态。如上述那样，第一阈值Δ Ids是用于开始基于变换器5的升压的弱磁电流指令值 Δ Id的阈值。在此，若伴随弱磁控制而进行了矩形波控制，则与进行PWM控制的情况相比逆变器6的各开关元件Ε3 Ε8的开关次数大幅度地减少，所以能够降低开关损耗。另一方面，因为若使用于进行弱磁控制的弱磁电流增大了，则相对于向电机4输入的电流所得到的转矩减少，所以效率降低。因此，优选为，将第一阈值Mds设定在如下的范围内，即与由于伴随弱磁控制而进行矩形波控制引起的开关损耗的降低相伴的效率提高超过由于弱磁电流的增大(弱磁程度的增大)引起的效率降低的范围内。通过这样，能够提高电机驱动装置1的效率。另一方面，优选为，将第二阈值Vdcmax设定为利用变换器5能够升压的系统电压指令值Vdct的上限。由此，不用使弱磁电流增大而使系统电压Vdc上升，从而能够扩大电机4的可工作区域(参照图8)。而且，在系统电压指令值Vdct达到升压上限的第二阈值Vdcmax后，效率降低，但是，通过使弱磁电流指令值Δ Id增大，能够进一步扩大电机4 的可工作区域。接着，使用图7及图8对按照图6所示的流程图进行了基于处理切换部10的切换动作时的控制装置2的动作的具体例进行说明。在图7中(a)表示目标转矩TM根据时间进行变化的一例，(b)表示当时的弱磁电流指令值AId的变化，(c)表示当时的系统电压指令值Vdct的变化。如图7(a)所示那样，在本例中，目标转矩TM，首先，在上升到由电机4能够输出的最大转矩TMmax后，基本上沿着根据在各时间点的电机4的旋转速度ω能够输出的最大转矩进行推移。此外，在本例中，设为，电机4的旋转速度ω以一定的加速度随着时间的经过而逐渐增加。另外，在图8中，(b)表示与图7(c)相对应的随着时间经过而旋转速度ω上升了时的系统电压指令值Vdct的变化，(a)表示与这样的系统电压指令值Vdct 的变化相应的电机4的可工作区域的变化。在图8(a)中，用实线表示的区域是不使电源电压Vb上升而照原样作为系统电压Vdc来使用时的可工作区域，用双点划线表示的区域表示将电源电压Vb逐渐升压时进行变化的可工作区域。另外，图8(a)中的多个黑点表示在与图7 (a)相对应的各时间点的目标转矩TM的推移。如图8(a)所示那样，在本例中，直到时刻tl为止，由目标转矩TM及旋转速度ω 所规定的电机4的工作点处于为了输出在该工作点所需要的交流电压指令值Vd、Vq而不需要将电源电压Vb进行升压而能够执行最大转矩控制及PWM控制的区域Al。在这种情况下，电压偏差AV成为零以下(步骤#03:否)。从而，如图7(b)及(c)所示那样，直到时刻 tl为止，弱磁电流指令值AId成为零，系统电压指令值Vdct成为与电源电压Vb相同的值 (升压指令值八孙为零)。之后，在时刻tl t2，如图8(a)所示那样，电机4的工作点进入需要进行弱磁控制及矩形波控制的区域A2。在这种情况下，电压偏差AV变得比零大(步骤#03:是)。 因此，如图7(b)所示那样，由处理切换部10将弱磁指令值决定处理设为执行状态(步骤 #05)，控制装置2执行弱磁控制及矩形波控制。由此，弱磁电流指令值Δ Id，随着时刻tl t2的旋转速度ω的上升而从零逐渐增加到第一阈值Aids。这时，在弱磁电流指令值Aid 小于第一阈值Aids的状态下(步骤#04:否)，控制装置2不进行升压控制，系统电压指令值Vdct照原样成为与电源电压Vb相同的值。从而，电机4能够输出的转矩随着旋转速度 ω的上升而逐渐降低。在本例中，在时刻t2，弱磁电流指令值Aid达到第一阈值Aids(步骤#04 是)。因此，时刻12 13，如图7((3)及图8(b)所示那样，利用处理切换部10将系统电压决定处理设为执行状态(步骤#08)，控制装置2执行升压控制。由此，系统电压指令值 Vdct,随着时刻t2 t3的旋转速度ω的上升而从与电源电压Vb相同的值逐渐增加到被设定为系统电压指令值Vdct的上限的第二阈值Vdcmax。这样由于系统电压Vdc上升，如图8(a)所示那样，电机4的可工作区域向高旋转侧逐渐扩大。在本例中，伴随电机4的旋转速度ω的上升而将系统电压指令值Vdct升压，由此，在旋转速度ω的上升过程中电机 4能够输出的转矩也维持在一定。此外，升压控制过程中的电机4的旋转速度ω和能够输出的转矩之间的关系，根据升压速度和电机4的转子的加速度之间的关系而进行变化。而且，如图7(b)所示那样，在这样的升压控制中，由处理切换部10中止了弱磁指令值决定处理并保持开始了升压控制时的弱磁电流指令值△〗(!(=△ Ids)(步骤#07)。从而，控制装置2在这样的升压控制中也执行弱磁控制及矩形波控制。在本例中，在时刻t3，系统电压指令值Vdct达到第二阈值Vdcmax (步骤#06 否)。因此，在时刻t3以后，如图7(c)所示那样，利用处理切换部10中止系统电压决定处理并将系统电压指令值Vdct保持为上限的第二阈值Vdcmax (步骤#09)。另外，如图7 (b) 所示那样，利用处理切换部10重新开始弱磁指令值决定处理(步骤#05)。由此，弱磁电流指令值Δ Id，随着时刻t3以后的旋转速度ω的上升而从第一阈值Δ Ids逐渐增加。从而， 电机4能够输出的转矩随着旋转速度ω的上升而逐渐降低。当然，控制装置2这期间也执行弱磁控制及矩形波控制。以上，根据本实施方式的构成，在电机4的旋转速度ω和目标转矩TM上升的状况下，在交流电压指令值VcUVq超过了根据电源电压Vb能够输出的最大的交流电压值的情况下，首先，在进行升压控制前开始进行弱磁控制及矩形波控制(时刻tl U)。之后，若旋转速度ω和目标转矩TM进一步上升了，则照原样维持弱磁控制及矩形波控制不变而对系统电压Vdc进行升压。从而，能够在宽的工作范围内得到基于矩形波控制的开关损耗降低的效果，能够提高电机驱动装置1的效率。另外，在系统电压指令值Vdct达到了上限的第二阈值Vdcmax后，通过使弱磁电流指令值AId增力卩，可以使电机4的旋转速度ω进一步上升。2.第二实施方式接着，使用图9及图10对本发明的第二实施方式进行说明。图9是与上述第一实施方式的图2相对应的控制装置2的功能方框图，但只表示与本实施方式中的与上述第一实施方式不同的点有关的部分。如该图所示那样，本实施方式的控制装置2，在如下构成的点上与上述第一实施方式不同通过变更电压指令换算值导出部四而具备调制率导出部 35，基于在该调制率导出部35中导出的调制率m，决定弱磁电流指令值AId及升压指令值 AVb0以下，对本实施方式的控制装置2，以与上述第一实施方式不同的点为中心进行说明。 此外，特别地，关于不说明的点，与上述第一实施方式相同。向调制率导出部35输入由电流控制部M所导出的d轴电压指令值Vd及q轴电压指令值Vq。另外，向调制率导出部35输入由系统电压传感器42所检测出的系统电压Vdc的值。调制率导出部35，基于这些值，按照下述的式(7)，导出调制率m。
权利要求
1.一种电机驱动装置的控制装置，是进行电机驱动装置的控制的控制装置，该电机驱动装置具备电压变换部，其对来自直流电源的电源电压进行变换来生成希望的系统电压； 和直流交流变换部，其将上述系统电压变换为交流电压并向交流电机进行供给，该控制装置具备交流电压指令决定部，其基于上述交流电机的目标转矩及上述交流电机的旋转速度， 决定从上述直流交流变换部向上述交流电机供给的交流电压的指令值即交流电压指令值； 和系统电压指令决定部，其基于上述交流电压指令值和上述系统电压，决定利用上述电压变换部生成的上述系统电压的指令值即系统电压指令值。
2.根据权利要求1所述的电机驱动装置的控制装置，其中，还具备电压指标导出部，该电压指标导出部导出表示上述交流电压指令值相对于上述系统电压的大小的电压指标，上述系统电压指令决定部，基于对上述电压指标进行积分而得到的积分值和上述电源电压，来决定上述系统电压指令值。
3.根据权利要求2所述的电机驱动装置的控制装置，其中，基于表示为了输出上述交流电压指令值而需要的直流电压的电压指令换算值和上述系统电压之间的偏差，来导出上述电压指标。
4.根据权利要求2所述的电机驱动装置的控制装置，其中，基于表示上述交流电压指令值与上述系统电压的比的调制率和规定的目标调制率之间的偏差，来导出上述电压指标。
5.根据权利要求2所述的电机驱动装置的控制装置，其中，基于上述交流电压指令值和根据上述系统电压能够输出的最大的上述交流电压的值之间的偏差，来导出上述电压指标。
6.根据权利要求1 5的任意一项所述的电机驱动装置的控制装置，还具备弱磁指令值决定部，其基于上述交流电压指令值和上述系统电压，来决定表示进行减弱上述交流电机的磁场磁通量的弱磁控制时的弱磁的程度的弱磁指令值；和处理切换部，其切换利用上述系统电压指令决定部决定上述系统电压指令值的系统电压决定处理和利用上述弱磁指令值决定部决定弱磁指令值的弱磁指令值决定处理的执行状态，上述处理切换部，至少基于上述弱磁指令值及上述系统电压指令值，切换上述系统电压决定处理和上述弱磁指令值决定处理的执行状态。
7.根据权利要求6所述的电机驱动装置的控制装置，构成为，在上述弱磁指令值为零的状态下使上述直流交流变换部进行脉冲宽度调制控制，在上述弱磁指令值不是零的状态下使上述直流交流变换部进行输出矩形波状电压的矩形波控制，上述处理切换部，在上述交流电压指令值超过了根据当时的上述系统电压能够输出的最大的上述交流电压的值的情况下，执行上述弱磁指令值决定处理直到上述弱磁指令值达到规定的第一阈值为止，当上述弱磁指令值达到了规定的第一阈值的情况下，中止上述弱磁指令值决定处理并执行上述系统电压决定处理直到上述系统电压指令值达到规定的第二阈值为止， 当上述系统电压指令值达到了规定的第二阈值的情况下，重新开始上述弱磁指令值决定处理。
全文摘要
提供如下的电机驱动装置的控制装置能够根据实际的针对电机的供给电压迅速而适当地决定系统电压指令值，由此能够提高电机驱动装置的效率并且也能够提高系统电压针对电机的工作状态的跟随性。是进行电机驱动装置的控制的控制装置(2)，该电机驱动装置具备电压变换部，其对来自直流电源的电源电压进行变换来生成希望的系统电压(Vdc)；和直流交流变换部，其将系统电压(Vdc)变换为交流电压并向交流电机进行供给，该控制装置具备交流电压指令决定部(7)，其基于电机的目标转矩(TM)及旋转速度(ω)，决定从直流交流变换部向电机供给的交流电压的指令值(Vd、Vq)；和系统电压指令决定部(9)，其基于交流电压指令值(Vd、Vq)和系统电压(Vdc)，决定利用电压变换部生成的系统电压(Vdc)的指令值(Vdct)。
文档编号H02P6/08GK102301580SQ201080005888
公开日2011年12月28日 申请日期2010年4月14日 优先权日2009年5月28日
发明者贺鹏, 陈志谦 申请人:爱信艾达株式会社