专利名称：微功耗电动汽车动力系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种微功耗电动汽车动力系统。
背景技术：
传统电动汽车动力系统包括以下4种功率变换器1)DC/DC降压变换器，包括Buck降压变换器、单端正激式降压变换器；2) DC/DC升压变换器，包括Boost变换器、全桥逆变压器式变换器；3) DC/DC双向电源变换器，包括Buck-Boost变换器、桥式变换器；4) DC/AC直流逆变器，产生单相或三相交流电压。上述4类功率变换器的原理都是采用专用PWM控制芯片、磁芯或电感，先把输入直流电压变成高频率的方波电压，然后用大电容滤波，再变成直流电压输出，或者用小电容滤波变成交流电压，这种事倍功半、吃力不时好的方法，显然效率低而浪费能源，有以下毛病1)采用脉宽调制的方法，高频率、大功率方波的产生过程，也就是强烈EMI干扰产生的过程，大功率直流逆变器相当于一个高频功率发射台，可以想见，所产生的干扰何其严重。2)功率变换过程中，输入功率的全部必须进行实际的功率变换，所有变换的功率必须通过磁芯变压器或电感传递才能到达输出端，损耗大，效率低。
发明内容
微功耗电动汽车动力系统的功率变换器，采用微功耗电力电子变换技术，其方法是只要把输入功率中极小部份进行功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中绝大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端， 成为输出功率；主功率器件工作在工频，无EMI干扰，电路简单，因此功耗极小而寿命极长， 成本、体积、重量、功耗都是传统电动汽车动力系统的十分之一。微功耗电动汽车动力系统采用直流变幅器取代传统电动汽车动力系统中的1) DC/DC降压变换器，包括Buck降压变换器、单端正激式降压变换器；2)DC/DC升压变换器，包括Boost变换器、全桥逆变压器式变换器；幻DC/DC双向电源变换器，包括Buck-Boost变换器、桥式变换器；采用微功耗交流变频器取共传统动力汽车中的DC/AC直流逆变器，产生频率和幅值都可变的单相或三相交流电压。交流感应电机、交流永磁同步电机(PMSM)等，需要正弦波交流电压供电，蓄电池的直流电压必须进行逆变，可采用微功耗直流逆变器组成变频、变压调速(VVVF)；有刷直流电动机、永磁无刷直流电动机(BDCM)、开关磁阻电动机(SR)、双凸极永磁电动机(DSPM) 等，本质上并不需要正弦波交流电压供电，蓄电池直流电压不必进行逆变，可采用由微功耗降压变换器和微功耗升压变换器组成的直流变幅器进行调速控制。微功耗电动汽车动力系统由直流变幅器或交流变频器组成。
直流变幅器由场效应管Q1-Q4及周边元件组成，场效应管Q2、Q3的漏极，和二极管 DU D2的阳极，和电感Ll的异名端部接在一起，二极管Dl的阴极通过场效应管Ql的漏源极接电感Ll的同名端，遇时通过电容C2接地，二极管D2的阴极通过电容Cl接电感Ll的同名端，同时通过场效应管Q4的漏源极和电容C3接地，场效应管Q2的源极通过电阻Rl接地，场效应管Q3的源极接地；驱动信号V1-V4分别是场效应管Q1-Q4的栅极驱动信号，输入电压V5接在电感Ll的同名端和地之间。交流变频器由场效应管Q1-Q12及周边元件组成，二极管D1-D4接成桥式整流电路，交流取样电压V5接在整流桥的输入端，整流桥的输出端的正极接场效应管Q5、Q6的漏极，其输出端的负极接地；电阻R2、R7和电容C2、C7，和信号电压V3的负极以及接场效应管Q5的源极都接在一起形成端点G1，电阻R2和电容C2并联，并联后的另一端接场效应管Q3的源极和场效应管Q5的栅极，场效应管Q3的漏极接信号电压V3的正极，电阻R7和电容C7并联，并联后的另一端接地，场效应管Q3的栅极接驱动信号Vl ；电阻R5、R8，和电容C3、C8，和信号电压V4的负极以及场效应管Q6的源极都接在一起形成端点G2，电阻R3和电容C3并联，并联后的另一端接场效应管Q4的源极和场效应管Q6的栅极，场效应管Q4的漏极接信号电压V4的正极，电阻R8和电容C8并联，并联后的另一端接地，场效应管Q4的栅极接驱动信号V2 ；场效应管Q9、QlO的漏极和变压器TXl原边的异名端接在一起，输入直流电压V8 的正极接变压器TXl同名端，其负极接地，电阻R4和电容C4并联，接在场效应管Q9、Q10的源极之间，场效应管Qll的漏极接场效应管Q9的源极，栅极接驱动信号V8，其源极接地，场效应管Q12的漏极接场效应管QlO的源极，栅极接驱动信号V10，其源极接地，场效应管Q9、 QlO的栅极分别接G1、G2 ；电阻Rl和电容Cl并联，并联后接到变压器TXl的付边，场效应管Q1、Q2的漏极同时接变压器TXl付边的同名端，场效应管Q7的漏极接场效应管Ql的源极，其源极通过并联的电阻R5和电容C5接地，其栅极接驱动信号V7，场效应管Q8的漏极接场效应管Q2的源极，其源极通过并联的电阻R6和电容C6接地，其栅极接驱动信号V6。
图1降压变换器；
图2降压变换器各点电压仿真波形；
图3升压变换器；
图4升压变换器各点电压仿真波形；
图5双向功率变换器；
图6直流逆变器原理电路；
图7直流逆变器原理电路各点电压仿真波形；
图8直流电压切割示意图9宝塔波电压切割示意图10交流变频器；
图11交流变频器实际电路各点电压仿真波形
图12直流变幅器原理电路；图13直流变幅器实际电路。图1是降压变换器，V3是N型MOS管Q2的栅极驱动信号，频率IOOKHz，Ql是P型 MOS管，其栅极驱动信号Vl与V3相同，极性相反，V2 = 13. 5V是输入电压，要求输出电压Vo =15V。当V3为高电平时，Q2饱和导通，输入直流电压V2经过电阻Rl对电感Ll充电，Ll 上的电流线性增加，同时存贮电能，在此期间，Q2的源极电压，即输出电压Vo被栅极驱动信号钳位，电感Ll上的电压由V2的脉宽决定。当V3为低电平时，Q2截止，输入电压V2和电感Ll上的电压叠加后通过二极管Dl 对电容C2充电，充电终了时，电容C2上的电压高于输入电压V2。当下一个周期到来的时候，电容C2上的电压与输入电压V2经过电阻Rl共同对电感Ll充电，充电过程已于前述。 电容Cl对输出电压Vo起平滑作用，由于Q2的源极电压跟踪栅极电位，所以其栅极驱动信号的幅值应比输出电压Vo高一个栅源电压Vgs。MOS管Q2饱和导通期间，输入电压V2 = 13. 5V，输出电压Vo = 12V，忽略Q2管压降，则电感Ll上的压降应略高于1.5V，MOS管Q2截止期间，Ll上的压降极性反转，与输入电压V2叠加(约15V)，使电容Cl上的电压充至大于输入电压V2，由于Q1、Q2同步，到下一个周期开始时，电容Cl上的电压与输入电压V2同时通过相同的路径对Ll充电，在负载电阻Rl上产生输出电压Vo。由于在周期开始时，电容Cl上的电压高于输入电压V2，电容Cl 上的电压一方面通过Li、Q2、Rl放电，另一方面对蓄电池充电。当Cl上的电压放电到低于输入电压V2后，由V2单独对Ll充电。上述过程周而复始，MOS管Q2饱和导通期间，相当于把输入电压13. 5V中的12V切割下来作为输出电压￥0^05管02截止期间，剩下的1. 5V加上输入电压13. 5V共15V存放在电容Cl中，当下一个周期开始时，存放在电容Cl中的15V电压与输入电压一起，在对Ll 充电的同时，还在负载电阻Rl上形成输出电压Vo。在整个过程中，13. 5V输入电压中的12V 直接成为输出功率，这部份功率的变换效率可视为100 %，剩余1. 5V被转移到电容Cl中，进行再生或反馈。MOS管Q2栅极驱动信号是高频方波，其源极接有负载电阻Rl和滤波大电容C2，对于高频信号而言，Q2的源极相当于接地，因此实际进行或参与PWM脉宽调制的电压仅仅只有1.5V，而输出电压却是12V，直接印证了 “只要把输入功率中的极小部份进行功率变换， 就可以得到全部输出功率，即输入功率中的绝大部份既不必参与实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端，成为输出功率”。输入功率中实际参与功率变换的只有1. 5V，占输入电压的比例P=I. 5/13. 5 = 0. 1111，设这部份功率的变换效率为η。= 95%，则变换中的功率损耗为λ = p*(l-n0) =0. 1111*0.05 = 0,005555，这部份电压(1. 5V)进行功率变换的功率损耗也就是全部输入电压(13. 5V)进行功率变换的功率损耗，因此，总的效率η = (1-λ)*100% = (1-0. 005555)*100%= 99. 45%。图2是微功耗降压变换器各点电压仿真波形，从上到下依次是输入电压Vi、输出电压Vo，从输出电压Vo的仿真波形可以看到，在通电开始时，有一个正跳变，跳变的时间越短，对Q2的冲击越大。
图3是升压变换器，V2是N型MOS管Q2的栅极驱动信号，频率IOOKHz，Ql是N型 MOS管，其栅极不接驱动信号，Vl = 10. 5V是输入电压，要求输出电压Vo = 12V。当V2为高电平时，Q2饱和导通，输入电压Vl通过Q2对电感Ll充电，其电流线性增加；当V2为低电平时，Q2截止，电感Ll上的电流不能中断，通过Ql体内二极管对电容 Cl充电，适当调节V2的脉宽，使得电容Cl上的电压为1.5V，则输出电压Vo = Vcl+Vi = 1. 5+10. 5 = 12V。在这里，输入电压Vl是输出电压Vo的绝大部份(10. 5V)，这部份电压并不参与实际的功率变换，直接到达输出端，成为输出功率，其变换效率可视为100%，整机损耗只是产生占输出电压极小部份的补偿电压Vcl (1. 5V)时所产生的损耗，因而整机损耗极小。上述升压变换器实际上是Boost电路的变形，MOS管Ql相当于一个二极管，去掉电容Cl以后，不多也不少正好是一个完整的Boost电路，Boost电路是把全部输入电压Vl =10. 5V全部进行功率变换，从而得到输出电压Vo = 12V，微功耗升压变换器只变换输出功率中的极小部份(1.5V)，再与输入电压Vi本身进行叠加，同样得到输出电压Vo = 12V，两相比较，显然，微功耗升压电路的成本、体积、重量、功耗要小得多，实际效率的估算与上述微功耗降压电路相同，不再重复。图4是微功耗降压变换器各点电压仿真波形，从上到下依次是输出电压Vo、输入电压Vi，从输出电压Vo的仿真波形可以看到，在通电开始时，有一个正的过冲，过冲的时间越短，对Q2的冲击越大。图5是双向变换器，由两个升压变换器组成，当Q6饱和导通时，由Q1、Q3组成的微功耗升压变换器工作，直流电机Ml正转；当Q5饱和导通时，由Q2、Q4组成的微功耗升压变换器工作，直流电机Ml反转。由微功耗升压变换器组成的向微功耗双向变换器，其工作原理、所具备的各种特点，概如上述，此处不再重复。组成微功耗双向变换器的两个微功耗升压变换器，升压又稳压，当蓄电池端电压下降到最低时，仍能保证电机以额定电压供电。图6是直流逆变器原理电路，Q1-Q4组成了逆变桥，V1、V2是Q1、Q2栅极驱动信号， 波形为脉宽10ms、周期20ms的馒头波信号，幅值比输出电压Vo高一个栅源电路Vgs，V2比 Vl的滞后10ms，V4、V5是周期为20ms的方波信号，其中V4比V5滞后10ms，输入直流电压 V3 = 310V，输出电压Vo在负载电阻Rl上获得。前10ms，V5为高电平，Q4饱和导通，由于Ql栅极所加馒头波信号Vl的钳位作用， 使得Ql的源极电压跟踪栅极电压VI，在负载电阻上输出前IOms的馒头波电压；后10ms, V4 为高电平，Q3饱和导通，由于Q2栅极所加馒头波信号V2的钳位作用，使得Q2的源极电压跟踪栅极电压V2，在负载电阻上输出后IOms的馒头波电压。20ms过后，在负载电阻Rl上获得完整的正弦波电压Vo，Ql产生正弦波的前IOms波形，Q2产生正弦波的后IOms波形， Q3、Q4只起换向作用。图7是输出电压Vo时长40ms的仿真波形，与由PWM脉宽调制方波经电感、电容滤波而来的正弦波电压完全不同，这是从整块直流电压切割下来的波形，得到的是真正的、实心正弦波电压，其正弦硬度最高。设输入直流电压为1，则输出正弦波电压为Sinx，直流电压输出正弦波电压后剩余部份的面积为(I-Sinx)，在图6电路中，面积(I-Sinx)所包含的电压降在Q1、Q2的漏源
6极，所包含的电能在Q1、Q2的漏源极发热消耗掉。图8是正弦波切割直流电压示意图，直流电压切去Sinx后的剩部份为(I-Sinx)， 经计算，这一部份占总面积的36 %，尽管已经回收利用，但这一部份面积相对较大，进行传统功率变换后，其功率损耗也比较大，离微功耗尚有距离。为了进一步减小损耗，采用了图 9所示的逆变原理。图9是正弦波切割宝塔波电压示意图，工作过程如下1)正弦波前IOms面积沿Y轴N等分，此处以4等分为例；2)每等分以下底为一边作4个长方形，堆累成塔形；3)利用电容网络由输入直流电压产生宝塔波电压，这是实施直流逆变的第一步；4)用正弦波从内部切割此宝塔波，正弦波的幅值选择原则是，使得正弦波在内部刚好和塔形波相切；5)塔形波被切去多余部份后的实体，刚刚好是输出的正弦波电压Voa ；6)塔形波切下来的多余部份变换成正弦波电压Vob，与前述Voa同时输出，产生输出电压Vo的前IOms波形；7)正弦波后IOms面积处理方法同上，产生输出电压Voa、Vob的后IOms波形。8)宝塔波电压产生电路和电压切割电路的工作原理，三相交流电压的产生原理和过程与单相交流电压相同。
具体实施例方式具体实施方式
1采用交流电机的微功耗电动汽车动力系统交流变频器。图10是交流变频器，在Q9、QlO的漏极增加了磁芯变压器TXl，面积(I-Sinx)所包含的电压在TXl中升压、电磁转换、动态整流，变成与Q9、Q10的驱动信号同频、同相、同步的正弦波电压Vob。V3、V4是市电同步信号，V4滞后10ms，VI、V2是高频方波，于是在负载电阻R2、R3 上产生包络为脉宽10ms、周期20ms方波的高频方波信号Vtl、Vt2，此信号加在Q5、Q6的栅极，Q5、Q6的漏极加正弦馒头波电压(由市电采样电压V5整而来)，于是在Q5、Q6的源极电阻R7、R8上产生包络为正弦馒头波的方波信号Gl、G2。场效应管Q9、Q10、QlU Q12组成了直流逆变电路，与图6电路相同，Q9、QlO的漏极接变压器TXl原边的异名端，输入直流电压V8加在TXl原边的同名端和地之间，驱动信号Gl、G2加在Q9、QlO的栅极，根据图4电路的说明，在Q9、QlO的源极得到正弦波输出电
压 Voa。幅值为1的直流电压V8被Q9、Q10的栅极驱动信号切下了形如Sinx的一大部份， 剩下来的面积是形如(I-Sinx)的一小部份，函数y = I-Sinx也是正弦函数，这一小部份电压进入变压器TXl后，形成了包络为正弦波的双边带方波电压，适当选择变压器TXl的变比，在其付边产生幅值为310V、包络为正弦波的双边带方波电压，经过由Q1、Q2、Q7、Q8组成的动态整流电路后，在负载电阻R5、R6上得到正弦波输出电压Vob，此电压与Voa同频、同相、同步，与输出电压Va并列输出。上述动态整流电路属现有技术。图11是微功耗变频器各点电压仿真波形，从上到下依次是
1)包络为脉宽10ms、周期20ms方波的高频方波信号Vrl ；2)包络为脉宽10ms、周期20ms方波的高频方波信号Vr2，3)包络为正弦馒头波的方波信号Gl ；4)包络为正弦馒头波的方波信号G2 ；幻变压器付边电压Vs;6)正弦输出电压Voa;7)正弦输出电压Vob。仿真波形6)中的输出电压Vob是由(I-Sinx)变换而来，本来已经在漏源极发热浪费掉的这一小部份功率由TXl进行回收利用。来自油门、换档、制动等操作的霍尔感器件产生的信号，可用来控制采样电压V5 的幅值，即改变了 Gl、G2的幅值，间接改变了输出电压Voa的幅值，同时改变驱动信号VI、 V2的脉宽，即改变Gl、G2脉宽，间接改变了输出电压Vob的幅值。来自油门、换档、制动等操作的霍尔感器件产生的信号，可用来控制采样电压V5的频率，即改变驱动信号Gl、G2包络的频率，间接改变了输出正弦波电压Va、Vb的频率。上述实现变频、变幅(VVVF)的过程， 属现有技术。
具体实施方式
2采用直流电机的微功耗电动汽车动力系统直流变幅器。图12是变幅器原理电路，功率管Q1、Q2、二有管D1、电感Li、电容C2、R1组成了与图1相同的降压电路，功率管Q3、Q4、电感Li、二极管D2、电容Cl、C3组成了与图3相同升压电路，输入电压加在电感Ll的同名端和地之间，输出电压在Q2、Q4的源极获得。当输入电压在额定值之内时，只有Q2饱各导通，输入电压经电感Ll和MOS管Q2的漏源极，直接在电阻Rl上输出；当输入电压大于额定值时，Q3、Q4截止，输入高电压不能到达输出端Vo，经过Q1、Q2及周边元件组成的降压电压后，在Q2的源极输出额定电压；当输入电压小于额定值时，QU Q2截止，Q4饱和导通，由Q3及周边元件组成的升压电路后，经过Q4的漏源极在端点Vo输出。图13是接有PWM控制芯片UC1825的变幅器实际电路。功率MOS管Ql、Q2、电感 Ll、二极管D2、电阻R16电容C18等组成了电压切割电路，与图3电路相同，功率MOS管Q3、 Q4、电感Li、二极管D3、电容C2等组成了电压补偿电路，与图4电路相同。比较器U2、U3对输入电压V2进行比较，V2经过电阻Rl、R19分压后得到参考电压Vz，Vz同时接U2的同相输入端和U3的反相输入端，当代表输入电压V2的参考电压Vz大于U2反相端参考电压Vx 时(调节电阻R2、R7，使得Vx对应输出电压Vo的上限)，U2输出高电平，Sl接通，脉宽调制芯片驱动信号输出脚0UT_A接到功率MOS管Q2的栅极，进行电压切割操作，使输出电压Vo 小于其上限电压，与此同时，U2输出的高电平通过二极管Dl、R7加到三极管Q3的基极，Q3 饱各导通，其集电极低电平，开关S2断开；当代表输入电压Vi的参考电压Vz小于U3同相端参考电压Vy时(调节电阻R12、R23，使得Vy对应输出电压Vo的下限)，U3输出高电平， S3接通，脉宽调制芯片驱动信号输出脚0UT_A接到功率MOS管Q4的栅极，进行电压补偿操作，使输出电压Vo大于其下限电压，与此同时，U3输出的高电平通过二极管D2、R15加到三极管Q3的基极，Q3饱各导通，其集电极低电平，开关S2断开；当代表输入电压Vi的参考电压Vz小于U2反相端参考电压Vx，大于U3反相端参考电压Vy时，U2、U3都输出低电平，Q3截止，其集电极输出高电平，S2接通，18V电压Vl接到Q2的栅极，Q2饱和导通，输入电压Vi 通过TXl的原边输出，使输出电压Vo保持Vo的上、下限之间。上述控制过程的结果是输入电压Vz大于基准电压Vx、小于基准电压Vy时，微功耗直流稳压器进行电压切割或电压补偿操作，使输出电压Vo保持在额定范围之内，即输出电压Vo保持在以基准电压为中心的一个范围内变化，Vx、Vy的幅值代表了这个变化范围， 由于电压Vx、Vy的幅值是可以人为设置的，所以输出电压Vo的变化范围(精度或调整率) 也是可以人为设置的。电压切割电路的输出端Q2的源极，和电压补偿电路的输出端(Ql的漏极和电阻 R13)接在一起，共同组成整机的输出端Vo，当输入电压Vz大于Vx、小于Vy时，开关Si、S3 不动作，脉宽驱动信号0UT_A加不到Q2、Q4的栅极，在此期间，开关S2动作，高电平Vl加到电压切割电路的功率MOS管Q2的栅极，使得Q2常通，成为一个直流开关，输入电压Vi通过饱和导通的Q2漏源极直接到达输出端Vo。图13中的速度传感霍尔器件是高变低型霍尔速度控制器，是来自油门、换档、制动等控制信号，由松开到压紧时，其输出端可得到4V-1V的电压。该电压加到UC1825的NI 脚，与INV脚电压进行比较，在OUTA、OUTB脚得到调宽脉冲。NI脚电压越低，0UTA、0UTB脚输出的调宽脉冲的低电平部分越宽，变幅器输出电压越高，电机转速越快，电阻R8用于零速调节。电动汽车动力系统采用的微功耗降压变换器、微功耗升压变换器、微功耗双向变换器、微功耗直流逆变器，最主要的特点是，绝大部份输入功率并不参与实际的功率变换， 直接到达输出端，成为输出功率，这绝大部份输入功率的变换效率可视为100%，只有极小部份输入功率须进行实际的功率变换，这极小部份输入功率进行功率变换，所产生的功率损耗当然非常小，这非常小的功率损耗换算成整个输入电压进行功率变换的功率损耗比例当然更小，因而整机功率变换的效率非常高。
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权利要求
1.一种微功耗电动汽车动力系统，其特征是微功耗电动汽车动力系统由直流变幅器或交流变频器组成。
2.如权利要求1所述的微功耗电动汽车动力系统，其特征是直流变幅器由场效应管 Q1-Q4及周边元件组成，场效应管Q2、Q3的漏极，和二极管D1、D2的阳极，和电感Ll的异名端都接在一起，二极管Dl的阴极通过场效应管Ql的漏源极接电感Ll的同名端，遇时通过电容C2接地，二极管D2的阴极通过电容Cl接电感Ll的同名端，同时通过场效应管Q4的漏源极和电容C3接地，场效应管Q2的源极通过电阻Rl接地，场效应管Q3的源极接地；驱动信号V1-V4分别是场效应管Q1-Q4的栅极驱动信号，输入电压V5接在电感Ll的同名端和地之间。
3.如权利要求1所述的微功耗电动汽车动力系统，其特征是1)交流变频器由场效应管Q1-Q12及周边元件组成，二极管D1-D4接成桥式整流电路， 交流取样电压V5接在整流桥的输入端，整流桥的输出端的正极接场效应管Q5、Q6的漏极， 其输出端的负极接地；2)电阻R2、R7和电容C2、C7，和信号电压V3的负极以及接场效应管Q5的源极都接在一起形成端点G1，电阻R2和电容C2并联，并联后的另一端接场效应管Q3的源极和场效应管Q5的栅极，场效应管Q3的漏极接信号电压V3的正极，电阻R7和电容C7并联，并联后的另一端接地，场效应管Q3的栅极接驱动信号Vl ；3)电阻R5、R8，和电容C3、C8，和信号电压V4的负极以及场效应管Q6的源极都接在一起形成端点G2，电阻R3和电容C3并联，并联后的另一端接场效应管Q4的源极和场效应管 Q6的栅极，场效应管Q4的漏极接信号电压V4的正极，电阻R8和电容C8并联，并联后的另一端接地，场效应管Q4的栅极接驱动信号V2 ；4)场效应管Q9、Q10的漏极和变压器TXl原边的异名端接在一起，输入直流电压V8的正极接变压器TXl同名端，其负极接地，电阻R4和电容C4并联，接在场效应管Q9、QlO的源极之间，场效应管Qll的漏极接场效应管Q9的源极，栅极接驱动信号V8，其源极接地，场效应管Q12的漏极接场效应管QlO的源极，栅极接驱动信号V10，其源极接地，场效应管Q9、 QlO的栅极分别接G1、G2 ；5)电阻Rl和电容Cl并联，并联后接到变压器TXl的付边，场效应管Ql、Q2的漏极同时接变压器TXl付边的同名端，场效应管Q7的漏极接场效应管Ql的源极，其源极通过并联的电阻R5和电容C5接地，其栅极接驱动信号V7，场效应管Q8的漏极接场效应管Q2的源极， 其源极通过并联的电阻R6和电容C6接地，其栅极接驱动信号V6。
全文摘要
微功耗电动汽车动力系统由直流变幅器或交流变频器组成，其最大优点是，只要把输入功率中极小部份进行传统功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中绝大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端，成为输出功率，这部份输入功率的变换效率可视为100％；同时主功率器件不采用PWM脉宽调制技术，不产生EMI干扰，电路简单，因此功耗极小而寿命极长，安全可靠，节能环保，成本、体积、重量、功耗都是传统电动汽车动力系统的十分之一。
文档编号H02M7/537GK102280999SQ201110202379
公开日2011年12月14日 申请日期2011年7月19日 优先权日2011年7月19日
发明者郁百超 申请人:郁百超