桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法
【专利摘要】本发明公开了桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法，通过对开关电容变换器中高频开关进行移相控制，实现谐振下回路峰值电流的调节。本控制方法在实现开关电容变换器较高效率的运行基础上，主要解决了回路峰值电流过大或过小的问题，有效延长了电路高频开关(MOSFET)寿命和谐振电容器的寿命，避免了因峰值电流过大带来电容电压脉动过大对系统效率的损害，和因峰值电流过小带来的充电时间过长导致传递功率的减少等问题。
【专利说明】桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法。
【背景技术】
[0002] 20世纪70年代后期电力电子技术飞速发展，电源管理技术在越来越多的电子系 统中得到应用，其中直流-直流变换器广泛应用于数据通讯、计算机、办公自动化设备、仪 器仪表、航空航天等各个领域。在常用的各类直流-直流变换器中，采用开关网络实现的开 关电容DC-DC变换器，去除了电感、变压器等磁性元件，凭借其重量轻、尺寸小、Effl低、功率 密度高、易于集成等优点，广泛应用在SIM卡电源、移动电话、便携式通信装置、个人数字助 理、笔记本和掌上电脑、调制解调器、电子游戏机、手持仪表、PCMCIA卡和LCD显示器等电子 设备中，成为了越来越多的便携式电子产品的电源解决方案。此外近年来随着技术成熟，开 关电容变换器逐步应用于高效率大变比的降压电路（降至3V或更低W对集成电路供电）、 大变比的升压电路W对移动电子系统（如蜂窝电话，个人数字助手等）、汽车工业或电信工 业的网络设备供电。
[0003] 然而传统的开关电容变换器普遍存在输入电流不连续、diMt过大导致的电磁干 扰（EMI)问题和大的电压尖峰问题。由此人们提出利用电路中的杂散电感作为谐振电感 与开关电容变换器中电容谐振，利用此谐振使所有开关器件实现零电流开通和关断（zero current switching-ZC巧。由于此类开关电容变换器回路中存在谐振电感与谐振电容振 荡，并向储能电容充放电的过程，电容电流的峰值会受到电路开关管电流应力的限制。此 夕F，过大的峰值电流会导致开关与电容损耗，影响电容器寿命，造成电容电压脉动过大，损 害系统效率。而峰值电流过小则会导致充电时间过长，影响变换器的效率传递。
[0004] 在目前的研究中，设计者将开关的占空比固定为50%，使电容的充放电时间相等， 确保回路电流较小W达成降低传导损耗的目的。但该种方法不利于灵活控制回路电流的大 小，且实际应用中，PWM驱动信号到达控制端时，可能由于延迟且无死区设置造成功率元件 烧毁。因此需要设计合理的方法控制开关电容变换器回路峰值电流。
【发明内容】
[0005] 本发明的目的是提供一种桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法， W减小开关电容变换器的传导损耗，提高变换器的运行效率，有效延长高频开关（MOSFET) 和谐振电容器的寿命。
[0006] 为了解决上述技术问题，本文提供了桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的 控制方法：所述桥式模块化开关电容变换器包括电源、H桥、谐振电感Lr、基本开关电容模 块和负载；所述H桥由四个全控器件MOSFET开关管组成，分别为第一高频开关Si、第二高频 开关S2、第H高频开关S3、第四高频开关S4 ;所述第一高频开关Si、第二高频开关S2的驱动 f旨号占空比均为50%，且第一局频开关Si、第二局频开关Sg的驱动f旨号之间相差180° ;第 H高频开关S3、第四高频开关S4的驱动信号占空比相等且小于50%，第H高频开关S3、第四 高频开关Sa驱动信号相差180° ;通过对改变第H高频开关S3、第四高频开关Sa的驱动信 号占空比，从而改变第一高频开关Si与第H高频开关S3之间，第二高频开关S,与第四高频 开关S4之间的关断相位差，实现回路峰值电流的控制。
[0007] 在一较佳实施例中；所述第一高频开关Si与第二高频开关S,构成第一桥臂，第H 高频开关S3与第四高频开关S4构成第二桥臂；谐振电感Lr由电路中的杂散电感充当；基 本开关电容模块由四个二极管和四个电容构成，第一电容C1。和第二电容Clb串联连接成第 一电容支路，其中点与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与H桥的第二桥臂中 点相连；第H电容C2。和第四电容C2b串联连接成第二电容支路，其中点与H桥的第一桥臂 的中点相连；
[0008] 第一电容支路的上端与第一二极管Sla的阴极、第H二极管S2a的阳极连接在一 起，第一二极管Sla的阳极与H桥的上端W及电源的正极连接在一起，第H二极管S2a的阴 极与第二开关电容支路的上端W及负载的正端连接在一起；第一电容支路的下端与第二二 极管S化的阳极、第四二极管S2b的阴极连接在一起，其中第二二极管S化的阴极与H桥的 下端W及电源的负端连接在一起，第四二极管S2b的阳极与第二电容支路的下端W及负载 的负端连接在一起。
[0009] 在一较佳实施例中；谐振电感Lr与基本开关电容模块中的谐振电容产生谐振。
[0010] 在一较佳实施例中；所述谐振电容为第一电容Cla和第二电容Clb。
[0011] 相较于现有技术，本发明的技术方案具备W下有益效果：
[0012] 本发明提供的是一种桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法，通过 对开关电容变换器中的高频开关进行移相控制，实现开关电容变换器回路峰值电流的调 节。有效延长了 MOSFET开关管和谐振电容器的寿命，避免了因峰值电流过大造成电容电压 脉动过大对系统效率的损害，和因峰值电流过小带来的充电时间过长造成传递功率的降低 等问题，保证了开关电容变换器较高效率的运行。
【专利附图】
【附图说明】
[0013] 图1为桥式模块化开关电容变换器的电路图。
[0014] 图2为H桥电路图。
[0015] 图3为基本开关电容模块电路图。
[0016] 图4为高频开关驱动信号示意图。
[0017] 图5为第I阶段子电路。
[001引图6为第II阶段子电路。
[0019] 图7为第III阶段子电路。
[0020] 图8为第IV阶段子电路。
【具体实施方式】
[0021] 下面结合附图和实施例，对本发明做进一步的阐述。
[0022] 参考图1-3,图1为本发明提供的一种桥式模块化开关电容变换器，其中包括一个 H桥，一个谐振电感和基本开关电容模块。图2为H桥，图3为基本开关电容模块电路。H 桥包含四个全控器件MOSFET开关管，分别为第一高频开关Si、第二高频开关S2、第H高频开 关S3、第四高频开关S4 ;所述第一高频开关Si与第二高频开关S,构成第一桥臂，第H高频 开关S3与第四高频开关S4构成第二桥臂；谐振电感Lr由电路中的杂散电感充当；基本开 关电容模块由四个二极管和四个电容构成，第一电容C1。和第二电容Clb串联连接成第一电 容支路，其中点与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与H桥的第二桥臂中点相 连；第H电容C2。和第四电容C2b串联连接成第二电容支路，其中点与H桥的第一桥臂的中 点相连；
[0023] 第一电容支路的上端与第一二极管Sla的阴极、第H二极管S2a的阳极连接在一 起，第一二极管Sla的阳极与H桥的上端W及电源的正极连接在一起，第H二极管S2a的阴 极与第二开关电容支路的上端W及负载的正端连接在一起；第一电容支路的下端与第二二 极管S化的阳极、第四二极管S2b的阴极连接在一起，其中第二二极管S化的阴极与H桥的 下端W及电源的负端连接在一起，第四二极管S2b的阳极与第二电容支路的下端W及负载 的负端连接在一起。
[0024] 第一高频开关Si、第二高频开关S2的驱动信号占空比均为50%，且第一高频开关 Si、第二局频开关Sg的驱动f旨号之间相差180°。第二局频开关S3、第四局频开关S4的驱动 信号占空比相等且小于50%，驱动信号之间相差180°。
[0025] 谐振电感Lr与基本开关电容模块中的谐振电容产生谐振。所述谐振电容为第一 电容Clg和第二电容Clb。
[0026] 回路峰值电流的控制方法是移相控制，通过改变第H高频开关S3、第四高频开关 S4的驱动信号占空比D，来改变第一高频开关Si与第H高频开关S3、第二高频开关S2与第 四高频开关S4之间的关断相位差，最终实现谐振下回路峰值电流的调节。
[0027] 回路峰值电流调节分为4个阶段，周期内全控器件MOSFET开关管的闭合、断开情 况如图4所示。具体分析如下：
[0028] 第I阶段（tu-ti):第一高频开关Si、第四高频开关S4闭合，第二高频开关S2、第 H高频开关Ss断开，开关电容变换器含有两条回路。回路1如图5(a)所示，Vh与第一电 容Ch、谐振电感Lr、第四高频开关S4构成回路，此时Vh对第一电容Cb充电。回路2如图 5(b)所示，Vh与第四电容C2b、第二电容Cib、谐振电感Lr、第四高频开关S4构成回路，Vi。、 第二电容Cib对第四电容C2b放电。令第H高频开关S3、第四高频开关S4的占空比为D，在 t G [0，DT)时，有
【权利要求】
1. 桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法，其特征在于：所述桥式模块 化开关电容变换器包括电源、H桥、谐振电感Lr、基本开关电容模块和负载；所述H桥由四个 全控器件MOSFET开关管组成，分别为第一高频开关Si、第二高频开关S2、第三高频开关S3、 第四商频开关S4 ;所述第一商频开关Si、第_商频开关S2的驱动"[目号占空比均为50 %，且 第一商频开关Si、第_商频开关S2的驱动彳目号之间相差180° ;第二商频开关S3、第四商频 开关&的驱动信号占空比相等且小于50%，第三高频开关S3、第四高频开关&驱动信号相 差180° ;通过对改变第三高频开关S3、第四高频开关S4的驱动信号占空比，从而改变第一 商频开关Si与第二商频开关S3之间，第_商频开关S2与第四商频开关S4之间的关断相位 差，实现回路峰值电流的控制。
2. 根据权利要求1所述的桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法，其特 征在于：所述第一高频开关Si与第二高频开关S2构成第一桥臂，第三高频开关S3与第四高 频开关34构成第二桥臂；谐振电感Lr由电路中的杂散电感充当；基本开关电容模块由四个 二极管和四个电容构成，第一电容Cla和第二电容Clb串联连接成第一电容支路，其中点与 谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与H桥的第二桥臂中点相连；第三电容C2a和第四电容C2b串联连接成第二电容支路，其中点与H桥的第一桥臂的中点相连； 第一电容支路的上端与第一二极管Sla的阴极、第三二极管S2a的阳极连接在一起，第 一二极管Sla的阳极与H桥的上端以及电源的正极连接在一起，第三二极管S2a的阴极与 第二开关电容支路的上端以及负载的正端连接在一起；第一电容支路的下端与第二二极管 Sib的阳极、第四二极管S2b的阴极连接在一起，其中第二二极管Sib的阴极与H桥的下端 以及电源的负端连接在一起，第四二极管S2b的阳极与第二电容支路的下端以及负载的负 端连接在一起。
3. 根据权利要求1所述的桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法，其特 征在于：谐振电感Lr与基本开关电容模块中的谐振电容产生谐振。
4. 根据权利要求3所述的桥式模块化开关电容变换器回路峰值电流的控制方法，其特 征在于：所述谐振电容为第一电容Cla和第二电容Clb。
【文档编号】H02M3/07GK104362849SQ201410695671
【公开日】2015年2月18日 申请日期:2014年11月26日 优先权日:2014年11月26日
【发明者】何良宗, 程琛, 丁烨, 李彤, 廖育贤, 陈文芗, 周伟, 曾涛 申请人:厦门大学