电容式电荷泵的制作方法

本发明属于集成电路设计领域，特别涉及一种电容式电荷泵。

背景技术：

电容式电荷泵(charge pump)是一种DC/DC变换器，其工作时先利用电容器件储存能量，然后再在控制电路的控制下将能量释放出来，释放出的电荷再分配实现电压的转换，具有翻转电压以及倍压的特性。图1为现有的2倍电压电容式电荷泵。Cbypass电容801、PMOS管1、PMOS管2、PMOS管3、NMOS管4、Cfly电容、Cload电容组成电容电荷泵主结构。K1、K2、K3及K4分别为PMOS管1、PMOS管2、PMOS管3及NMOS管4的栅驱动信号，当PMOS管1、NMOS管4导通，PMOS管2、PMOS管3断开时，输入电源电压VIN开始给电容Cfly充电，此时S1点电位为VIN，S2点电位为0V。若此时PMOS管1、NMOS管4断开，PMOS管2、PMOS管3闭合导通，S2点电位被抬升至VDD，由于电容的自举特性，则S1点电位被抬升。在控制信号的控制下，开关不停地闭合断开，Vout点电位将不断上升，理想状态达到2VDD，即Vout＝2VDD，这便达到了倍压的效果。

图1中电路300为输出电压Vout检测电路。输出电压Vout经过电阻R1、R2分压，抽取一个合适的电压通过比较器301与一个基准电压VBGR进行比较，并将比较结果送入控制逻辑电路200。当抽取的电压小于基准电压VBGR时，逻辑电路会控制电容电荷泵工作；当抽取的电压等于或大于基准电压VBGR时，逻辑电路就会控制电容电荷泵停止工作，即保持K1、K2、K3和K4电平不变；当抽取电压由于给负载供电而再次降低到基准电压VBGR以下时，逻辑电路200又会控制电容电荷泵再次工作。两相非交叠时钟电路700为电荷泵开关的栅驱动产生电路，将输入clock信号转换为非交叠的控制信号K1、K2、K3和K4。

现有技术中电容式电荷泵在输入电压变化范围大、负载电流大时存在输出纹波较大的问题，这会严重降低电容式电荷泵的输出电压的供电质量。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是为了克服现有技术中电容式电荷泵在输入电压变化范围大、负载电流大时输出电压纹波较大的问题的缺陷，提供一种输出纹波较小的电容式电荷泵。

本发明是通过下述技术方案来解决上述技术问题的：

一种电容式电荷泵，包括充电电容802、第一开关器件1和开关驱动电路，所述第一开关器件1的一端的输入为输入电源信号，所述第一开关器件1的另一端与所述充电电容802连接，其特点在于，所述开关驱动电路还包括跨导线性环和电流偏置电路，所述电流偏置电路的输出信号接至所述跨导线性环的一端，所述跨导线性环的另一端与所述开关驱动电路的非门连接，所述非门输出开关控制信号至所述第一开关器件1。

本方案中，所述电流偏置电路通过控制所述线性跨导环的电流实现第一开关器件1的低电平电压不会随输入电源电压VIN的变化而明显变化。即在输入电源电压VIN变化范围较大的情况下，每个周期通过电容式电荷泵传递给输出电压的电荷量是固定的，也即驱动能力是固定的，因此仅仅控制输出电压纹波即可。如果没有这个控制机制，驱动能力可以很强，但是输出电压上的纹波会很大。

较佳地，所述开关驱动电路还包括输入电源检测电路，所述输入电源检测电路的输出信号控制所述跨导线性环的另一端接地。

本方案中，当输入电源电压VIN低于一定阈值时，输入电源检测电路将输出信号使得所述跨导线性环的另外一端接地，从而使得所述电流偏置电路及所述跨导线性环的一端不起作用，即放开驱动能力限制。

较佳地，所述跨导线性环包括第一PMOS管17、第二PMOS管11、第一NMOS管12和第二NMOS管18，所述第一PMOS管17的栅极和漏极与 所述第一NMOS管12的栅极连接，所述第一PMOS管17的源极及所述第一NMOS管12的漏极接输入电源；所述第一NMOS管12的源极与所述第二PMOS管11的栅极连接，所述第二PMOS管11的漏极接地，所述第二PMOS管11的源极与所述第二NMOS管18的源极连接，所述第二NMOS管18的漏极用于驱动所述开关驱动电路的非门；所述电流偏置电路的输出端与所述第一PMOS管17的栅极连接，所述电流偏置电路的另一输出端与所述第一NMOS管12的源极连接。

本方案中，有如下关系式，|VGS17|+VGS12＝|VGS11|+VGS18，其中VGS是源极和栅极间电压。所以，只要所述电流偏置电路的电压抑制比(PSRR)高，那么在输入电源电压VIN大范围变化的情况下，|VGS17|+VGS12就是一个稳定值，那么就决定了|VGS11|+VGS18是稳定的。因此，所述第一开关器件1的低电平电压不会随输入电压VIN的变化而明显变化。

较佳地，所述输入电源检测电路包括第三NMOS管14，所述第三NMOS管14的漏极与所述第二NMOS管18的源极连接，所述第三NMOS管14的源极接地。

较佳地，所述电容式电荷泵还包括第二开关器件2、第三开关器件3和第四开关器件4；所述开关驱动电路包括两组级联的两相非交叠时钟电路，其中一组两相非交叠时钟电路输出开关控制信号至所述第一开关器件1和所述第四开关器件4，另一组两相非交叠时钟电路输出开关控制信号至所述第二开关器件2和所述第三开关器件3；所述第一开关器件1和所述第四开关器件4不能同时接通；所述第二开关器件2和所述第三开关器件3不能同时接通。

本方案中，两组级联的两相非交叠时钟电路能够控制所述第一开关器件1至所述第四开关器件4的导通和关闭时序，避免所述第一开关器件1和所述第四开关器件4同时接通及所述第二开关器件2和所述第三开关器件3同时接通的情况发生，以此保证所述电容式电荷泵正常的充放电。

较佳地，所述电容式电荷泵还包括输出参考电压产生电路400和输出纹 波控制电路500；所述输出参考电压产生电路400的输入端接至所述第二开关器件2远离输入电源的一端；所述输出参考电压产生电路400输出的第一参考电压VTH1和第二参考电压VTH2分别接至所述输出纹波控制电路500的两个电压输入端。

本方案中，所述输出参考电压产生电路400将所述第二NMOS管18的源极端输出的电压Vout1生成两个参考电压，并将这两个参考电压送至所述输出纹波控制电路500，所述输出纹波控制电路500根据接收到的两个参考电压生成进一步的输出电压Vout_inter。

较佳地，所述输出参考电压产生电路400包括依次串联的第一电流源401、第一电阻和第二电阻，所述第一电流源401的电流输入端与所述第二开关器件2远离输入电源的一端相连，所述第二电阻接地。

较佳地，所述输出纹波控制电路500包括第一运放501、第二运放502、第二电流源503、第三PMOS管20和第四NMOS管21，所述第一运放501的反相端的输入信号为所述第一参考电压，所述第二运放502的同相端的输入信号为所述第二参考电压；所述第一运放501的输出端与所述第三PMOS管20的栅极连接，所述第三PMOS管20的源极与所述第二开关器件2远离输入电源的一端连接，所述第二运放502的反相端、所述第四NMOS管21的漏极、所述第一运放501的同相端和所述第二电流源503的电流输入端连接；所述第二运放502的输出端与所述第四NMOS管21的栅极连接，所述第四NMOS管21的源极及所述第二电流源503的电流流出端接地。

本方案中，当Vout_inter低于设定的第一参考VTH1时，第三PMOS管20导通，第四NMOS管21关断，给负载充电；当Vout_inter高于设定的第二VTH2时，第三PMOS管20关断，第四NMOS管21导通，从而给Vout_inter放电；当VTH1<Vout_inter<VTH2时，第三PMOS管20关断，第四NMOS管21关断。

较佳地，所述电容式电荷泵还包括输出电压斜率控制电路600，所述输出电压斜率控制电路600包括第三运放601、第四PMOS管22、充电电流源 602、放电电流源603、单刀双掷开关604和斜率控制电容803，所述第四PMOS管22的源极与所述输出纹波控制电路500的输出端连接，所述第三运放601的同相端及所述第四PMOS管22的漏极经电容接地，所述充电电流源602的电流输入端与所述第二开关器件2远离输入电源的一端相连，所述放电电流源603的电流流出端接地，所述斜率控制电容803的一端接地，所述充电电流源602的电流流出端及所述放电电流源603的电流输入端通过所述单刀双掷开关604以择一方式与所述斜率控制电容803的另一端及所述第三运放601的反相端连接。

本方案中，所述输出电压斜率控制电路用于控制所述输出电压上电或者掉电时该电路输出电压Vout2的斜率。在上升沿时，通过充电电流源602给斜率控制电容803充电，控制斜率控制电容803远离地的一端的上升斜率，通过第三运放601和第四PMOS管22控制输出电压Vout2跟随斜率控制电容803远离地的一端的电压。

较佳地，所述第一开关器件、第二开关器件及第三开关器件为PMOS管，所述第四开关器件为NMOS管。

本发明的积极进步效果在于：本发明提供的电容式电荷泵在现有电荷泵的基础上增加了跨导线性环和电流偏置电路，其能够控制电容式电荷泵的第一开关器件的低电平电压不随输入电压的变化而明显变化，从而实现控制电容式电荷泵的驱动能力并减小输出电压的纹波的功能，进而改善电容式电荷泵的输出电压的供电质量。

附图说明

图1为现有技术中电容式电荷泵的电路结构示意图。

图2为本发明一较佳实施例的电容式电荷泵的电路结构示意图。

图3为本发明实施例的电容式电荷泵的四个驱动信号时序关系图。

具体实施方式

下面通过实施例的方式进一步说明本发明，但并不因此将本发明限制在所述的实施例范围之中。

如图2所示，一种电容式电荷泵，包括充电电容802、第一开关器件1、第二开关器件2、第三开关器件3和第四开关器件4、输出电压检测电路300、控制逻辑电路200、输出参考电压产生电路400、输出纹波控制电路500、输出电压斜率控制电路600和开关驱动电路100。其中开关驱动电路100包括两组级联的两相非交叠时钟电路、跨导线性环、电流偏置电路和输入电源检测电路。其中第一开关器件1、第二开关器件2及第三开关器件3均为PMOS管，而第四开关器件4为NMOS管。

第一开关器件1的漏极与输入电源信号VIN及第三开关器件3的漏极连接，第一开关器件1的源极与充电电容802即Cfly的一端及第四开关器件4的漏极连接，第三开关器件3的源极与Cfly的另外一端及第二开关器件的漏极连接，第二开关器件2的源极输出为Vout1。Vout1作为输出电压检测电路300、输出参考电压产生电路400及输出电压斜率控制电路600的输入电压。控制逻辑电路200接收输出电压检测电路300输出的信号，并输出控制信号至开关驱动电路100的第一级两相非交叠时钟电路。

其中开关驱动电路100采用与非门实现两相非交叠时钟信号，采用两组嵌套，其中两组嵌套的第一级两相非交叠时钟电路包括反相器102、反相器103、反相器104、反相器108、反相器111、反相器112、与非门101、与非门109、PMOS管24和NMOS管23组成的反相器、PMOS管19和NMOS管18组成的反相器；第二级两相非交叠时钟电路包括反相器106、反相器107、反相器113、反相器114、反相器115、反相器116、与非门105及与非门114。其中反相器102的输出用于驱动第四开关器件4的栅极的K4信号，NMOS管18的漏极用于驱动第一开关器件1的栅极的K1信号，反相器107的输出用于驱动第三开关器件3的栅极的K3信号，反相器116的输出用于驱动第二开关器件2的栅极的K2信号。

其中K3、K2、K1、K4四个对应的驱动信号时序关系如附图3：

1)PMOS管1、NMOS管4不能同时导通，即不能出现K1＝“0”，K4＝“1”的情况；

2)PMOS管3、PMOS管2不能同时导通，即不能出现K3＝“0”，K2＝“0”的情况；

3)进入充电相位时，NMOS管4先通，PMOS管3后通，即K4先来上升沿，K3再来下降沿；

4)退出充电相位时，PMOS管3先断，NMOS管4后断，即K3上升沿先来，K4下降沿后来；

5)进入放电相位时，PMOS管1先通，PMOS管2后通，即K1先来下降沿，K2再来下降沿；

6)退出放电相位时，PMOS管2先断，PMOS管1后断，即K2上升沿先来，K1上升沿后来。

本实施例中，PMOS管6、PMOS管7、PMOS管5、NMOS管8、NMOS管9及NMOS管10为电流偏置电路，PMOS管17、NMOS管12、NMOS管18、PMOS管11组成线性跨导环。其中PMOS管17的栅极和漏极与NMOS管12的栅极连接，PMOS管17的源极及NMOS管12的漏极接输入电源；NMOS管12的源极与PMOS管11的栅极连接，PMOS管11的漏极接地，PMOS管11的源极与NMOS管18的源极连接；电流偏置电路的NMOS管9的漏极与PMOS管17的栅极连接，NMOS管10的漏极与NMOS管12的源极连接。有如下关系式，|VGS17|+VGS12＝|VGS11|+VGS18。所以，只要电流偏置电路的电压抑制比(PSRR)高，那么在输入电源电压VIN大范围变化的情况下，|VGS17|+VGS12就是一个稳定值，那么就决定了|VGS11|+VGS18是稳定的。因此，K1信号所在节点的低电平电压不会随输入电压VIN的变化而明显变化。这样在输入电源电压VIN大范围变化的情况下，每个周期通过电容式电荷泵传递给输出的电荷量是固定的，也即驱动能力是固定的。这样仅仅控制好输出电压纹波即可。如果没有这个控制机制，驱动能力可以很强，但是输出电压上看到的纹波会很大。本实施例通过控制 K1信号所在节点脉冲的低电平电压和下拉放电速率，控制电容式电荷泵的驱动能力和输出电压纹波。

本实施例中输入电源检测电路包括PMOS管5、NMOS管16、NMOS管15、NMOS管13、NMOS管14、反相器117、反相器118。其中NMOS管14的漏极与NMOS管18的源极连接，NMOS管14的源极接地。当输入电源电压VIN低于一定阈值时，放开驱动能力限制。当输入电源电压VIN降低，节点L1降低，从而节点L2升高，L3节点降低，而L4节点升高，最终将NMOS管14导通，从而将PMOS管11短路，K1信号所在节点的低电平拉到GND，放开了驱动能力限制。

本实施例中输出参考电压产生电路400包括依次串联的电流源401、第一电阻R3和第二电阻R4，电流源401的电流输入端接Vout1，第二电阻R4接地。

本实施例中，输出纹波控制电路500包括第一运放501、第二运放502、第二电流源503、第三PMOS管20和第四NMOS管21，第一运放501的反相端的输入信号为第一参考电压VTH1，第二运放502的同相端的输入信号为第二参考电压VTH2；第一运放501的输出端与第三PMOS管20的栅极连接，第三PMOS管20的源极与Vout1连接，第二运放502的反相端、第四NMOS管21的漏极、第一运放501的同相端和第二电流源503的电流输入端连接；第二运放502的输出端与第四NMOS管21的栅极连接，第四NMOS管21的源极及所述第二电流源503的电流流出端接地。当Vout_inter低于设定的VTH1时，PMOS管20导通，NMOS管21关断，给负载充电；当Vout_inter高于设定的VTH2时，PMOS管20关断，NMOS管21导通，从而给输出放电；当VTH1<Vout_inter<VTH2时，PMOS管20关断，NMOS管21关断。

本实施例中输出电压斜率控制电路600包括第三运放601、第四PMOS管22、充电电流源602、放电电流源603、单刀双掷开关604和斜率控制电容803，第四PMOS管22的源极与输出纹波控制电路500的输出端连接， 第三运放601的同相端及第四PMOS管22的漏极经电容Cload2接地，充电电流源602的电流输入端接Vout1，放电电流源603的电流流出端接地，斜率控制电容803的一端接地，充电电流源602的电流流出端及放电电流源603的电流输入端通过单刀双掷开关604以择一方式与斜率控制电容803的另一端及第三运放601的反相端连接。在上升沿时，通过充电电流源602给电容Cslew充电，控制节点L5的上升斜率，通过第三运放601和第四PMOS管22控制输出电压Vout2跟随节点L5电压。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这仅是举例说明，本发明的保护范围是由所附权利要求书限定的。本领域的技术人员在不背离本发明的原理和实质的前提下，可以对这些实施方式做出多种变更或修改，但这些变更和修改均落入本发明的保护范围。