技术领域本发明涉及集成电路领域，尤其是一种DC-DC变换器输出级功率开关管衬底连接方法和电路。
背景技术：
单电感多输出(Single-InductorMultiple-Output，SIMO)DC-DC转换器是一种将电感分时复用的新型DC-DC转换器结构，系统只需要一个电感，就能提供多路独立的输出。因此减少了片外电感的数目，减小了转换器的体积，并降低了成本。近年来提出的自动升降压型单电感多输出DC-DC转换器更是拓展了此类转换器的应用范围。自动升降型单电感多输出DC-DC变换器的功率级电路如图1所示，该功率级电路包括输入级开关组和输出级开关组，其中输入级开关组包括一个PMOS管Mip和一个NMOS管Min，输出级开关组包括一个NMOS管Mon和n个PMOS管Mop1～Mopn。转换器工作时，控制信号Go0～Gon控制输出级开关组依次导通，并且不会发生同时导通的情况，其可能的一种工作时序图如图2所示，当控制信号为高电平时，PMOS管截止，NMOS管导通；当控制信号为低电平时，PMOS管导通，NMOS管截止。目前最为常用的PMOS管剖面结构图如图3所示，通常是在P型衬底上制作N阱，然后在N阱中制作PMOS，两个P型重掺杂区分别为PMOS管的源极(S)和漏极(D)，N型重掺杂区为PMOS管的衬底(B)，G为PMOS管的栅极。从掺杂关系可以知道，P型重掺杂区的源极S和漏极D会分别与N型重掺杂区的衬底B形成寄生体二极管。在典型的MOS管工作中，源极/漏极对衬底的寄生体二极管必须反偏，以免寄生体二极管正向导通，发生漏电，影响系统的工作效率，甚至使系统无法正常工作，所以PMOS管的衬底B通常被接到系统的最高电位。然而在单电感多输出DC-DC转换器，尤其是自动升降压型单电感多输出DC-DC转换器中，系统的最高电位是无法确切知道的，因此输出级PMOS管的衬底连接成了一个问题。在目前的研究中，这个问题有三种解决方法。第一种方法是设定此转换器的第k通道输出电压Vok为所有输出中的最高电位，于是将所有输出级开关组内的PMOS的衬底均接至Vok这个最高输出电位，这样就能保证所有的寄生体二极管都处于反偏状态，如图4所示。但是这种方法的缺点比较多，首先是此转换器在应用时必须要设计第k通道的输出电压Vok是系统的最高电压，这限制了芯片使用时的灵活性，也限制了动态电压调节(dynamicvoltagescaling，DVS)的应用；其次，对于其他通道的输出PMOS管来说，这种接法导致了体效应的产生，体效应可以使PMOS管的阈值电压Vth增大，当两个输出电压差别太大、体效应比较严重时，阈值电压Vth增大太多可能导致该PMOS管无法开启，从而使得变换器无法正常工作。第二种方法是在第一种方法上做出的改进，它不是固定设置转换器的第k通道输出电压Vok为所有输出中的最高电位，而是引入一个最高电压选择器，将转换器的n个输出电压Vo1～Von相比较，选出其中最大的一个电压，然后将所有输出级开关组内的PMOS的衬底均接至这个选出的最大电压，如图5所示。这种做法虽然打破了必须要设计第k通道的输出电压Vok是系统的最高电压这一限制，但是体效应的影响仍然存在。第三种方法如图6所示，每一个通道利用一个比较器cmpk实时比较该通道的PMOS管的源极(VX2)和漏极Vok的电位，然后利用比较器的输出结果控制两个MOS管Mpk1和Mpk2，让PMOS管的衬底接到电位较高的一端，这样也能保证所有的寄生体二极管都处于反偏状态。但是该电路对比较器的速度要求比较高，因为单电感多输出DC-DC转换器的工作频率一般为MHz数量级，在一个周期内VX2的电位会变化n+1次，如果要功率管Mopk的衬底准确接在电位较高的一端，则需比较器的反应速度至少在ns级别，这对比较器的设计来说也是一个不小的挑战。此外，该电路结构复杂，n个比较器也增加了电路的功耗。
技术实现要素：
为了解决上述技术问题，本发明的目的是：提供一种通过简单电路消除体效应和寄生体二极管影响、降低功耗的DC-DC变换器输出级功率开关管衬底连接电路。为了解决上述技术问题，本发明的另一目的是：提供一种通过简单电路消除体效应和寄生体二极管影响、降低功耗的DC-DC变换器输出级功率开关管衬底连接方法。本发明所采用的技术方案是：一种DC-DC变换器输出级功率开关管衬底连接电路，包括有输入级开关组、电感、输出级总控制开关和多个输出支路，所述输入级开关组的输出端通过电感连接至输出级总控制开关的输出端，所述输出级总控制开关的输出端还分别连接有多个输出支路的输入端；所述多个输出支路中，每个输出支路包括有支路功率开关管、支路衬底开关模块和支路输出电路模块，所述支路功率开关管为PMOS管，所述输出级总控制开关的输出端连接至支路功率开关管的源极，所述支路功率开关管的漏极与支路输出电路模块的输入端连接，所述支路功率开关管的栅极用于接入控制信息；所述支路衬底开关模块用于在支路功率开关管导通时将支路功率开关管的衬底与支路功率开关管的漏极或源极连接，并在支路功率开关管截止时使支路功率开关管的衬底保持高电位。进一步，所述支路衬底开关模块为PMOS管，所述支路衬底开关模块的源极和衬底均与支路功率开关管的衬底连接，所述支路衬底开关模块的栅极与支路功率开关管的栅极连接，所述支路衬底开关模块的漏极与支路功率开关管的漏极或源极连接。进一步，所述多个输出支路中还包括有最高电压选择器、选择器开关管和反相器，所述选择器开关管为PMOS管，所述支路功率开关管的栅极通过反相器连接至选择器开关管的栅极，所述选择器开关管的衬底和源极均连接至支路功率开关管的衬底，所述多个输出支路的支路输出电路模块输出端均连接至最高电压选择器的输入端，所述最高电压选择器的输出端连接至选择器开关管的漏极。进一步，所述输入级开关组包括有输入级PMOS管和输入级NMOS管，所述输入级PMOS管的源极和衬底连接并用于接入输入信号，所述输入级NMOS管的源极和衬底连接并接地，所述输入级PMOS管的漏极和输入级NMOS管的漏极均连接至电感一端，所述输入级PMOS管的栅极和输入级NMOS管的栅极用于接入控制信息。进一步，所述输出级总控制开关包括有输出级总控制NMOS管，所述输出级总控制NMOS管的源极和衬底连接并接地，所述输出级总控制NMOS管的漏极分别连接至电感另一端和多个输出支路的输入端，所述输出级总控制NMOS管的栅极用于接入控制信息。进一步，所述多个输出支路的支路输出电路模块均包括有电容和电阻，所述电容的一端和电阻的一端均连接至支路功率开关管的漏极，所述电容的另一端和电阻的另一端均接地。本发明所采用的另一技术方案是：一种DC-DC变换器输出级功率开关管衬底连接方法，DC-DC变换器输出级功率开关管衬底连接电路包括有输入级开关组、电感、输出级总控制开关和多个输出支路，所述多个输出支路中均包括有支路功率开关管，该方法包括有以下步骤：A、在所述多个输出支路的每条支路与输出级总控制开关之间均并联支路衬底开关模块；B、在支路功率开关管导通时，控制支路衬底开关模块使支路功率开关管的衬底与支路功率开关管的漏极或源极连接；C、在支路功率开关管截止时，控制支路衬底开关模块使支路功率开关管的衬底保持高电位。本发明的有益效果是：本发明通过在输出支路中加入衬底开关模块实现自动升降压型单电感多输出DC-DC变换器输出级中对功率开关管衬底的电压控制，该电路结构简单、转换速度快、功耗低，不会引起体效应，避免了寄生体二极管对单电感多输出DC-DC转换器的影响，使得单电感多输出DC-DC转换器电路能够稳定的工作；同时，保持变换器使用的灵活性，可以应用于DVS设计；本发明中的输出支路结构可以很容易地应用于其他类型的单电感多输出DC-DC变换器之中，如单电感多输出升压型DC-DC变换器、单电感多输出降压型DC-DC变换器等。本发明的另一有益效果是：本发明通过在输出支路中加入衬底开关模块实现自动升降压型单电感多输出DC-DC变换器输出级中对功率开关管衬底的电压控制，该电路结构简单、转换速度快、功耗低，不会引起体效应，避免了寄生体二极管对单电感多输出DC-DC转换器的影响，使得单电感多输出DC-DC转换器电路能够稳定的工作；同时，保持变换器使用的灵活性，可以应用于DVS设计；本发明中的输出支路结构可以很容易地应用于其他类型的单电感多输出DC-DC变换器之中，如单电感多输出升压型DC-DC变换器、单电感多输出降压型DC-DC变换器等。附图说明图1为现有技术中单电感多输出DC-DC变换器的功率级电路图；图2为图1所示电路的一种控制时序图；图3为PMOS管剖面结构图；图4为第一种现有的单电感多输出DC-DC变换器输出级功率开关管衬底的连接方法；图5为第二种现有的单电感多输出DC-DC变换器输出级功率开关管衬底的连接方法；图6为第三种现有的单电感多输出DC-DC变换器输出级功率开关管衬底的连接方法；图7为本发明实施例1的电路原理图；图8为本发明实施例2的电路原理图；图9为本发明实施例3的电路原理图；图10为本发明实施例4的电路原理图。具体实施方式下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明：一种DC-DC变换器输出级功率开关管衬底连接电路，包括有输入级开关组、电感、输出级总控制开关和多个输出支路，所述输入级开关组的输出端通过电感连接至输出级总控制开关的输出端，所述输出级总控制开关的输出端还分别连接有多个输出支路的输入端；所述多个输出支路中，每个输出支路包括有支路功率开关管、支路衬底开关模块和支路输出电路模块，所述支路功率开关管为PMOS管，所述输出级总控制开关的输出端连接至支路功率开关管的源极，所述支路功率开关管的漏极与支路输出电路模块的输入端连接，所述支路功率开关管的栅极用于接入控制信息；所述支路衬底开关模块用于在支路功率开关管导通时将支路功率开关管的衬底与支路功率开关管的漏极或源极连接，并在支路功率开关管截止时使支路功率开关管的衬底保持高电位。一种DC-DC变换器输出级功率开关管衬底连接方法，DC-DC变换器输出级功率开关管衬底连接电路包括有输入级开关组、电感、输出级总控制开关和多个输出支路，所述多个输出支路中均包括有支路功率开关管，该方法包括有以下步骤：A、在所述多个输出支路的每条支路与输出级总控制开关之间均并联支路衬底开关模块；B、在支路功率开关管导通时，控制支路衬底开关模块使支路功率开关管的衬底与支路功率开关管的漏极或源极连接；C、在支路功率开关管截止时，控制支路衬底开关模块使支路功率开关管的衬底保持高电位。进一步作为优选的实施方式，所述支路衬底开关模块为PMOS管，所述支路衬底开关模块的源极和衬底均与支路功率开关管的衬底连接，所述支路衬底开关模块的栅极与支路功率开关管的栅极连接，所述支路衬底开关模块的漏极与支路功率开关管的漏极或源极连接。进一步作为优选的实施方式，所述多个输出支路中还包括有最高电压选择器、选择器开关管和反相器，所述选择器开关管为PMOS管，所述支路功率开关管的栅极通过反相器连接至选择器开关管的栅极，所述选择器开关管的衬底和源极均连接至支路功率开关管的衬底，所述多个输出支路的支路输出电路模块输出端均连接至最高电压选择器的输入端，所述最高电压选择器的输出端连接至选择器开关管的漏极。参照图7，进一步作为优选的实施方式，所述输入级开关组包括有输入级PMOS管和输入级NMOS管，所述输入级PMOS管的源极和衬底连接并用于接入输入信号Vin，所述输入级NMOS管的源极和衬底连接并接地，所述输入级PMOS管的漏极和输入级NMOS管的漏极均连接至电感L的一端，所述输入级PMOS管的栅极和输入级NMOS管的栅极分别用于接入控制信息Gi1和Gi2。参照图7，进一步作为优选的实施方式，所述输出级总控制开关包括有输出级总控制NMOS管，所述输出级总控制NMOS管的源极和衬底连接并接地，所述输出级总控制NMOS管的漏极分别连接至电感L的另一端和多个输出支路的输入端，所述输出级总控制NMOS管的漏极的电压为VX2，所述输出级总控制NMOS管的栅极用于接入控制信息Go0。参照图7，进一步作为优选的实施方式，所述多个输出支路的支路输出电路模块均包括有电容Ck和电阻Rok(k＝1,2,…,n，其中n为支路个数)，所述电容的一端和电阻的一端均连接至支路功率开关管的漏极，所述电容的另一端和电阻的另一端均接地。参照图7说明本发明第一具体实施例，该电路包括n个通道的功率开关管Mopk(k＝1，2，…，n)的衬底开关管Mbpk，所述的衬底开关管的Mbpk漏极与VX2连接，所述的衬底开关管Mbpk的源极、衬底均与功率开关管Mopk的衬底连接，所述的衬底开关管Mbpk的栅极与功率开关管Mopk的栅极连接。以此实现功率开关管Mopk和该通道对应的衬底开关管Mbpk同时导通同时关断。在功率开关管Mopk和衬底开关管Mbpk导通期间，功率开关管Mopk的衬底与源极相连接；在功率开关管Mopk和衬底开关管Mbpk关断期间，功率开关管Mopk的衬底保持浮动。由于单电感多输出DC-DC转换器是利用分时复用而实现，因此转换器工作时，控制信号Go1～Gon控制输出级开关组Mop1～Mopn依次导通，并且不会发生同时导通的情况。当Gok为低电平时，除Gok之外的其他控制信号Go1～Gon均为高电平，因此衬底开关管Mbpk与功率开关管Mopk均导通，此时VX2的电位约等于Vok，此时由于衬底开关管Mbpk导通，因此功率开关管Mopk的衬底与VX2连接，衬底电位约等于Vok，功率开关管Mopk的寄生体二极管均处于反偏状态。当Gok变为高电平时，除Gok之外的其他控制信号Go1～Gon仍保持为高电平，此时，衬底开关管Mbpk与功率开关管Mopk均截止，功率开关管Mopk的衬底浮动，由于衬底存在寄生电容，所以功率开关管Mopk的衬底电位仍保持为Vok。当Gok+1变为低电平时，除Gok+1之外的其他控制信号Go1～Gon均为高电平；衬底开关管Mbpk+1由于源极和衬底连接在一起，没有体效应，所以首先导通；当衬底开关管Mbpk+1导通后，功率开关管Mopk+1的衬底就通过衬底开关管Mbpk+1与源极接在了一起，因此消除了体效应，功率开关管Mopk+1导通，此时VX2的电位约等于Vok+1。若Vok+1小于功率开关管Mopk的衬底电位Vok，则功率开关管Mopk的寄生体二极管均处于反偏状态；若Vok+1大于功率开关管Mopk的衬底电位Vok，则功率开关管Mopk漏极与衬底之间的寄生体二极管处于反偏状态，源极与衬底之间的寄生体二极管处于正偏状态，源极与衬底之间的寄生体二极管导通，然而由于功率开关管Mopk的衬底是浮动的，因此并没有电流流过此寄生体二极管，不会发生漏电现象，也不会对系统的控制产生影响。参照图8说明本发明第二具体实施例，第一具体实施例与第二具体实施例的区别在于衬底开关管的Mbpk漏极与功率开关管Mopk的衬底或漏极相连接，即除了衬底开关管的Mbpk漏极不是与图中VX2连接、而是与输出电压Vok连接之外，其他电路连接与第一具体实施例相同。功率开关管Mopk和该通道对应的衬底开关管Mbpk同时导通同时关断。在功率开关管Mopk和衬底开关管Mbpk导通期间，功率开关管Mopk的衬底与漏极相连接；在功率开关管Mopk和衬底开关管Mbpk关断期间，功率开关管Mopk的衬底保持浮动。电路的具体工作过程与第一具体实施例相似。除了以上两个具体实施例，实现支路功率开关管截止时使支路功率开关管的衬底保持高电位的方案还包括在多个输出支路中设置最高电压选择器、选择器开关管和反相器，具体电路参照以下两个具体实施例。参照图9，说明本发明第三具体实施例，电路中的输入级开关组、电感与输出级总控制开关与图7中相同，该电路的n个输出支路均包括功率开关管Mopk、衬底开关管Mbpk1和选择器开关管Mbpk2，反相器inv以及最高电压选择器。所述的衬底开关管的Mbpk1漏极与VX2连接，所述的衬底开关管Mbpk1的源极、衬底均与功率开关管Mopk的衬底连接，所述的衬底开关管Mbpk1的栅极与功率开关管Mopk的栅极连接。所述的选择器开关管的Mbpk2漏极与最该电压选择器的输出相连接，所述选择器开关管Mbpk2的源极、衬底均与功率开关管Mopk的衬底连接，所述的选择器开关管Mbpk2的栅极与反相器inv的输出相连接，反相器inv的输入与功率开关管Mopk的栅极连接。以此实现当功率开关管Mopk导通时，衬底开关管Mbpk1导通，选择器开关管Mbpk2截止；当功率开关管Mopk截止时，衬底开关管Mbpk1截止，选择器开关管Mbpk2导通。在功率开关管Mopk导通期间，功率开关管Mopk的衬底通过衬底开关管Mbpk1与源极相连接，此时寄生二极管反偏；在功率开关管Mopk关断期间，功率开关管Mopk的衬底通过选择器开关管Mbpk2连接到最高电位，因此两个寄生二极管均反偏。在下一个周期导通时，由于衬底开关管Mbpk1的源极漏极接在一起，不存在体效应，因此优先导通，导通之后，功率开关管Mopk的衬底通过衬底开关管Mbpk1与源极相连接，即消除了体效应的影响。参照图10，说明本发明第四具体实施例，除了衬底开关管的Mbpk1漏极不是与VX2连接、而是与输出电压Vok连接之外，其他电路连接与实施例3相同。在功率开关管Mopk导通期间，功率开关管Mopk的衬底通过衬底开关管Mbpk1与漏极相连接；在功率开关管Mopk关断期间，功率开关管Mopk的衬底通过选择器开关管Mbpk2连接到最高电位。电路的具体工作过程也与第三具体实施例相似。综上所述，无论在功率开关管Mopk处于导通状态时，其衬底是接到源极VX2或者漏极Vok，还是在功率开关管Mopk处于截止状态时，其衬底是浮动或者接到最高输出电压，其衬底处的寄生二极管均不会发生漏电现象，也不会产生体效应、不会对系统的控制产生影响。以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可以作出种种的等同变换或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。