技术领域本发明涉及DC-DC变换器，特别涉及能量双向流动的DC-DC变换器。
背景技术：
广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变为另一种形态的主电路都叫做开关变换器电路，简称变换器。开关电源的主要组成部分是DC-DC变换器。大部份变换器的能量是单向流动的，如手机充电器，多为反激变换器，把市电的能量整流为直流，再变换为通常为5V的低压向手机供电或充电。某些能量转换场合，希望能量可以双向流动，如储能系统，当市电供电充沛时，通过变换器把市电的能量变换为低压，储存在电池中，当市电供电不足时，变换器把电池的能量变换为市电，补充市电的供电不足。双向变换器的提出，源于人类对交流变压器的功能追随，交流变压器是一种双向的交流电压隔离器，它可以实现能量的双向流动，但是它无法直接对直流(DC)进行传输。电子工业出版社出版的《开关电源的原理与设计》第71页图3-14示出了一种双向变换器，该书ISBN号为7-121-00211-6，以下称为背景文献1。同页该图向下第5行也说明了：注意，当电流工作在不连续模式形式时，是不可能实现开关双向性的。为了方便，本申请把该书的图3-14呈现在本申请中，参见图1。本质上双侧为推挽式变换器对接，形成双向变换器。由于该书中所述的不足，图1示出的原始模型级的双向变换器，并没有实际使用。图1的双向变换器，从原理上说，是可以实现真正的双向变换的，即只要开关信号加上去，Vs和Vo之间的电压平衡是自动的，是不用调整开关信号的。该书同页的图3-15示出了能量双向流动的Cuk变换器，为了方便，把该书的图3-15呈现在本申请中，参见图2，并修正了原图中的错误，修正或改动为：三极管T1的发射极和电源V的正极相连，给负载电阻增加了编号RL，给唯一的电容增加了编号C。图2中，负载电阻RL若换为另一个电源，就可以实现双向变换器，但不能实现隔离，目前用途很广，用于串联的电池组或超级电容组中，相邻的单元均衡，具有效率高，控制简单的优点，但是当电池组中非相邻的电池需要均衡时，能量逐级传递降低了总体效率，且任一电池单元电压欠压或超压时，要全部打开，才能实现均衡，整体效率并不高。反激变换器具有器件少，可靠性高的特点。申请号为201310558811.9，名为《蓄电池组双向无损均衡与脉冲活化系统》的发明申请，以下称为背景文献2，示出了利用反激变换器组成的双向变换器，由主开关管Q5、反激整流管Q6、以及反激变压器T3，检测电阻R3和R4组成，众所周知，背景文献2由于没有设置处理反激变换器变压器漏感的电路，是不能工作的，参见张兴柱博士所著的书号为ISBN978-7-5083-9015-4的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第61页最后2行至62页的论述。申请号为201410724447.3，名为《双向无损主动均衡装置》的发明申请，以下称为背景文献3，示出了利用反激变换器组成的双向变换器就克服了背景文献2的不足，为了方便，本申请把背景文献3的图1呈现在本申请中，参见本申请的图3。可以看到，其单体侧设立了由二极管D1、电阻R1、电容C2组成的RCD吸收电路，其总体侧设立了由二极管D4、电阻R3、电容C4组成的RCD吸收电路，图3中用于标记变压器B1的同名端黑点较小，望注意。RCD吸收电路的工作原理为公知技术，可参考上述的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第67页“4.3RCD吸收反激变换器”一节。背景文献3的不足分析：以单体侧工作为例，当功率管Q1处于PWM开关状态时，即正常工作时，Q1饱和导通后，激磁电流的流动方向为：单体侧+→SW1→变压器B1的同名端，图3中B1的上端→变压器B1的异名端，图3中B1的下端→二极管D3→Q1集电极→Q1发射极→电流检测电阻R2→单体侧－，形成一个回路，此时，变压器B1的副边感应出上负、下正的感应电压，此刻，D5处于反偏不导通；Q1由导通转为截止时，变压器B1中的激磁电流不能消失，原流动方向为：原边的同名端流向异名端，变压器B1作为储能电感运行，该电流会出现在副边，流动方向仍是同名端流向异名端，B1的副边出现从下向上的电流，这时D5处于正向导通状态，能量从原边转移至副边，向总体侧充电，完成变换；此时，由于变压器B1存在漏感，漏感储存的能量由单体侧的D1、R1、C2组成的RCD吸收电路所吸收；背景文献3的不足：当Q1饱和导通时，变压器B1的副边感应出上负、下正的感应电压，这个电压让二极管D4导通，副边的RCD电路吸收电路参与了工作，R3消耗了能量。副边的RCD电路本意是用来吸收Q2处于开关状态时漏感储存的能量。同样，当总体侧工作时，Q2饱和导通时，变压器B1的原边感应出上负、下正的感应电压，二极管D1导通，原边的RCD电路吸收电路参与了工作，R1消耗了能量。RCD电路吸收电路原来只是工作在反激变换器的功率管由饱和导通变为截止的瞬间，而在背景文献3中，在原边激磁时，副边的RCD吸收电路全程参与了工作，消耗的能量比较大，无法实现背景文献3所述的“无损”吸收。利用反激变换器组成的双向变换器，即反激式双向变换器，目前仍处于设想阶段，真正能高效率地实现双向无损变换的还没有出现。为了方便，列出本申请涉及的文献：背景文献1：《开关电源的原理与设计》，ISBN为7-121-00211-6；背景文献2：《蓄电池组双向无损均衡与脉冲活化系统》，申请号201310558811.9；背景文献3：《双向无损主动均衡装置》，申请号201410724447.3；参考文献：《开关电源功率变换器拓扑与设计》，ISBN为978-7-5083-9015-4。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明要解决现有反激式双向变换器所存在的不足，提供一种双向变换器，高效率地实现双向变换。本发明的目的是这样实现的，一种双向变换器，包括第一侧、第二侧，一只变压器，第一功率管、第二功率管，第一二极管、第二二极管，第三二极管、第四二极管，第一电容、第二电容，第一电阻、第二电阻，以及第一稳压二极管、第二稳压二极管，变压器至少包括有清晰同名端标识的原边绕组与副边绕组，连接关系为：第一功率管的源极与第一二极管的阳极连接，并形成第一侧的输入负，第一功率管的漏极与第一二极管的阴极连接，连接点还连接变压器的原边绕组的异名端，连接点还同时连接第三二极管的阳极，第一稳压二极管与第一电阻串联后与第一电容并联，并联后的阳极连接变压器的原边绕组的同名端,并形成第一侧的输入正,并联后的阴极连接第三二极管的阴极；第二功率管的源极与第二二极管的阳极连接，并形成第二侧的输入负，第二功率管的漏极与第二二极管的阴极连接，连接点还连接变压器的副边绕组的同名端，连接点还同时连接第四二极管的阳极，第二稳压二极管与第二电阻串联后与第二电容并联，并联后的阳极连接变压器的副边绕组的异名端,并形成第二侧的输入正,并联后的阴极连接第四二极管的阴极；其特征是：第一稳压二极管的稳压值大于原边绕组感应电压，原边绕组感应电压特指：在第二侧的第二功率管饱和导通时，并对副边绕组激磁时，原边绕组此时的感应电压；第二稳压二极管的稳压值大于副边绕组感应电压，副边绕组感应电压特指：在第一侧的第一功率管饱和导通时，并对原边绕组激磁时，副边绕组此时的感应电压；优选地，第二二极管正向导通时，与之并联的第二功率管同步导通；优选地，第一二极管正向导通时，与之并联的第一功率管同步导通。作为上述方案的等同替换，将第一稳压二极管和/或第二稳压二极管替换为其它器件组成的具有稳压二极管外特性的两端子网络，该两端子网络包括阳极和阴极两个端子；优选地，两端子网络包括稳压二极管和三极管，三极管的发射极为两端子网络的阳极，三极管的集电极与稳压二极管的阴极相连后形成两端子网络的阴极，三极管的基极与稳压二极管的阳极相连；优选地，两端子网络为TVS管；优选地，两端子网络为发光二极管；优选地，两端子网络为三端基准稳压集成电路TL431配合外围电阻组成。上述相关术语解释如下：具有稳压二极管外特性：即具有单向导通性能及稳压功能。两端子网络：指一个或由两个及以上的元器件互联形成的具有两个端子的电路结构。两端子网络的阳极、阴极：适用于具有单向导电性能的两端子网络，阳极电压比阴极高时，能产生电流；阴极电压比阳极高时，不能产生电流。本发明的详细工作原理会在实施例中结合应用详细说明，本发明的一种双向变换器的有益效果为：(1)在原边激磁时，副边的RCD吸收电路不参与工作；(2)在副边激磁时，原边的RCD吸收电路不参与工作；(3)基于上述原因，消耗的能量非常小，实现了“无损”吸收；(4)较高效率地实现隔离式双向变换。附图说明图1为背景文献1第71页图3-14示出的一种双向变换器；图2为背景文献1第71页图3-15示出的一种双向变换器；图3为背景文献3示出的双向无损主动均衡装置；图4为本发明第一实施例的一种双向变换器的原理图；图5为图4中漏感吸收电路形成的两端子网络阳极与阴极示意图；图6为图5的等效图，将电阻和稳压二极管的位置互换；图7为本发明第二实施例的变压器漏感吸收电路形成的两端子网络示意图。具体实施方式第一实施例请参见图4，为本发明第一实施例，为一种双向变换器，包括第一侧Vs、第二侧Vo，一只变压器B，第一功率管Q1、第二功率管Q2，第一二极管D1、第二二极管D2，第三二极管D3、第四二极管D4，第一电容C1、第二电容C2，第一电阻R1、第二电阻R2，以及第一稳压二极管W1、第二稳压二极管W2，变压器至少包括有清晰同名端标识的原边绕组Np与副边绕组Ns，图4变压器B中，用黑点表示同名端，众所周知，若统一表示为异名端，电路仍能正常工作。图4电路的连接关系为：第一功率管Q1的源极S与第一二极管D1的阳极连接，并形成第一侧Vs的输入负，图中用第一侧Vs这边的“-”号表示，第一功率管Q1的漏极D与第一二极管D1的阴极连接，连接点还连接变压器B的原边绕组Np的异名端，连接点还同时连接第三二极管D3的阳极，即第一二极管D1与第一功率管Q1是并联的。第一稳压二极管W1与第一电阻R1串联后与第一电容C1并联，并联后的阳极连接变压器B的原边绕组Np的同名端,并形成第一侧Vs的输入正,图中用第一侧Vs这边的“+”号表示，并联后的阴极连接第三二极管D3的阴极；第二功率管Q2的源极S与第二二极管D2的阳极连接，并形成第二侧的输入负，图中用第二侧Vo这侧的“-”号表示，第二功率管Q2的漏极D与第二二极管D2的阴极连接，连接点还连接变压器B的副边绕组Ns的同名端，连接点还同时连接第四二极管D4的阳极，即第二二极管D2与第二功率管Q2是并联的。第二稳压二极管W2与第二电阻R2串联后与第二电容C2并联，并联后的阳极连接变压器B的副边绕组Ns的异名端,并形成第二侧Vo的输入正,图中用第二侧Vo这侧的“+”号表示，并联后的阴极连接第四二极管D4的阴极；本电路若要正常工作，那么要保证：第一稳压二极管W1的稳压值大于原边绕组Np感应电压，原边绕组Np感应电压特指：在第二侧Vo的第二功率管Q2饱和导通时，并对副边绕组Ns激磁时，原边绕组Np此时的感应电压，这个电磁感应为正激状态下的感应电压；第二稳压二极管W2的稳压值大于副边绕组Ns感应电压，副边绕组Ns感应电压特指：在第一侧Vs的第一功率管Q1饱和导通时，并对原边绕组Np激磁时，副边绕组Ns此时的感应电压，这个感应同样为正激下的感应电压；说明一下：第一稳压二极管W1与第一电阻R1串联后与第一电容C1并联，连接方式见图5和图6，最终仍为两端子网络。在图5中，若把第一稳压二极管W1的极性反过来，即阴极与阳极互换，可以看出，这种方式等效图6的连接关系，只是两端子网络的上下极性要互换。图6的这种连接方式，可以简单地看作是图5这种方式的演变：把第一稳压二极管W1与第一电阻R1互换位置再串联。众所周知，串联电路中，保证极性不变的情况下，串联用的器件互换位置是不影响性能的，即图5的电路和图6的电路是等效互换的。稳压管都存在内阻，串联的电阻R1也可以视为稳压管的内阻，那么，第一稳压二极管W1与第一电阻R1串联后与第一电容C1并联后的两端子网络，对于直流电流来说，仍具有二极管的特征：单向导电。这时，我们把图5和图6中的上端仍叫“阳极”，为了区分叫“并联后的阳极”，同样，把图5和图6中的下端仍叫“阴极”，为了区分叫“并联后的阴极”。工作原理：以第一侧Vs工作为例，当功率管Q1处于PWM开关状态时，即正常工作时，功率管Q1饱和导通后，激磁电流的流动方向为：第一侧Vs+→变压器B的同名端，即图4中变压器B的原边绕组Np的上端→变压器B的异名端，图4中变压器B的原边绕组Np的下端→第一功率管Q1的漏极D→第一功率管Q1的源极S→第一侧Vs-，形成一个回路，此时，利用同名端的关系可知，变压器B的副边绕组Ns感应出上负、下正的感应电压，称为“副边绕组Ns感应电压”，此刻，第二二极管D2处于反偏不导通。由于第二稳压二极管W2的稳压值大于副边绕组Ns感应电压，此刻，副边绕组Ns感应电压通过二极管D4对电容C2充电，并没有其它通路，这是第一个周期，以后的周期中，由于电容C2上已充好电，并不再形成充电电流，故在以后的周期中，当功率管Q1再次饱和导通并对变压器B的原边绕组Np激磁时，副边绕组Ns感应电压处于空载状态，并没有能量损失。即本发明中，在原RCD吸收电路中，加入稳压二极管W2以后，并让稳压二极管W2的稳压值大于副边绕组Ns感应电压，就可以实现副边的RCDW电路不再吸收能量。功率管Q1由导通转为截止时，变压器B中原边绕组Np的激磁电流不能消失，原流动方向为：原边绕组Np的同名端流向异名端，即从上至下，变压器B作为储能电感运行，该电流会出现在副边绕组Ns，流动方向仍是同名端流向异名端，变压器B的副边绕组Ns出现从下向上的电流，这时第二二极管D2处于正向导通状态，能量从原边转移至副边，向第二侧Vo充电，完成变换；功率管Q1由导通转为截止时，此时，由于变压器B存在漏感，漏感储存的能量由第一侧Vs的D3、R1、C1和W1组成的RCDW吸收电路所吸收，仅仅是吸收电压略有升高，但电路仍可正常工作。第二二极管D2正向导通时，与之并联的第二功率管Q2同步导通，即可实现第二功率管Q2的同步整流功能，进一步提高变换效率。以上为第一侧Vs工作的工作原理，能量从第一侧Vs经过变换转移至第二侧Vo。从图4可以看出，电路的两侧具有高度的对称性，尽管两侧的工作电压可能不同，但工作原理是一样的，第二侧Vo工作时的工作原理，即能量从第二侧Vo经过变换转移至第一侧Vs，只要保证第一稳压二极管W1的稳压值大于原边绕组Np感应电压，即可实现发明目的，原边绕组Np感应电压特指：在第二侧Vo的第二功率管Q2饱和导通时，即处于PWM工作过程中和饱和导通状态下时，功率管Q2并对副边绕组Ns激磁时，原边绕组Np此时的感应电压。本技术领域的人员是可以自行依据第一侧Vs工作的工作原理，分析出第二侧Vo工作时的工作原理，这里不再赘述，就可以实现当第二侧工作时，原边的RCDW电路不再吸收能量。同样，第一二极管D1正向导通时，与之并联的第一功率管Q1同步导通，即可实现第一功率管Q1的同步整流功能，进一步提高从第二侧Vo至第一侧Vs的变换效率。以下为实验数据：Vs工作电压为2.8V，为一个超级电容的电压，功率管Q1为SIR422，为40V40A的MOS管，RDS(ON)为6.6mΩ,封装为SO-8，二极管D1为SK1040M，二极管D3为1N4148，电容C1为470pF，电阻R1为10Ω，稳压二极管W1为3.3V/0.25W的稳压管；Vo工作电压为28V，为一个超级电容组的电压，为十个超级电容串联后所得，功率管Q2为ZXMN10A11G，为100V/2.4ARDS(ON)为0.35ΩMOS管，封装为SOT-223，二极管D2为SS210，二极管D3为SS210，电容C2为1000pF，电阻R2为100Ω，稳压二极管W2为30V/0.5W的稳压管；变压器B的参数：磁芯为ER20的通用磁芯；原边绕组Np为2匝，为15股0.2mm漆包线并绕；副边绕组Ns为20匝，为3股0.2mm漆包线并绕；设计功率为28W；并没有设置会降低变换效率的电流检测电阻，PWM控制方面的技术方案采用中国申请号为201410459391.3，名为《一种均衡充电电路及电池组》的技术方案，限制最大占空比来控制工作电流，并按图4改为双向变换器。主控用的集成电路均为ISL6840，工作频率均为330KHz，实测本发明的变换效率：从第一侧Vs至第二侧Vo的变换效率：85.3％；从第二侧Vo至第一侧Vs的变换效率：90.5％；现有技术：把W1和W2均短路，电阻R1从10Ω上调至27Ω，电阻R2从100Ω上调至2.2KΩ，效率下降为：从第一侧Vs至第二侧Vo的变换效率：83.9％，与本发明的相比，下降了1.4％。从第二侧Vo至第一侧Vs的变换效率：88.7％；与本发明的相比，下降了1.8％。可见，在原边激磁时，副边的RCD吸收电路不参与工作；在副边激磁时，原边的RCD吸收电路不参与工作；实现了“无损”吸收；较高效率地实现隔离式双向变换，实现了发明目的。在第一实施例中，事实上展现了多个实施方式，第二二极管D2正向导通时，与之并联的第二功率管Q2同步导通，即可实现第二功率管Q2的同步整流功能，这是第二种实施方式；第一二极管D1正向导通时，与之并联的第一功率管Q1同步导通，即可实现第一功率管Q1的同步整流功能，若独立实施，这是第三种实施方式；同时实施，即和第二种同时实施，就是第四种实施方式，这里不再去组合展示。第二实施例对于部分功率较大的场合，稳压二极管W1和W2的功率可能不足，在吸收漏感能量时，容易损坏，这就需要更大功率的能替代稳压管的两端子网络来实现发明目的。第二实施例示出的技术方案。技术总体方案仍同图4，只不过，把图4中稳压二极管W1和W2看成是一个两端子网络，图7的左边部分示出了这种能替代稳压管的两端子网络，图7的右边是一只稳压二极管W1，它们是等效的，图7的左边部分连接关系：至少包括一只稳压二极管W101，一只三极管Q101，稳压二极管W101的阴极连接三极管Q101的集电极，稳压二极管W101的阳极连接三极管Q101的基极，这样形成能替代稳压管的两端子网络，三极管Q101的集电极成为两端子网络的阴极，三极管Q101的发射极成为两端子网络的阳极，两端子网络的阴、阳极对应稳压管的阴、阳极。工作原理，图7的左边部分的稳压值等于W101的稳压值和Q101的发射结压降，当阴、阳极之间加限流后的电压时，阴极加正压，阳极加负压，W101通过Q101的发射结被击穿，穿透电流流过Q101的发射结，这个电流被Q101放大，即实际流过W101的电流为总的工作电流的(1/β)，β为三极管Q101的直流放大倍数，这样，大部分电流产生的电功率由Q101承受，Q101为三极管，很容易通过选型、加装散热片来增加实际功率。把图7的左边部分如图7所示一样，装入图4中，是同样实现发明目的的。注：晶体三极管可以简称为晶体管，稳压二极管同样可以简称为稳压管。以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如用TL431这类三端基准稳压集成电路，配合外围电阻，也是这可替代稳压管的；甚至可以用TVS管；在低压场合，利用发光二极管的正向导通压降，来替代稳压管，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。