一种开关变换器非线性调制电压型控制装置的制作方法

本实用新型涉及电力电子设备，尤其是一种开关变换器的控制方法及其装置。

背景技术：

近年来，电力电子器件技术和电力电子变流技术不断发展，作为电力电子重要领域的开关电源技术成为应用和研究的热点。越来越多的应用场合要求开关变换器具有更快的输入响应速度、负载响应速度和稳态精度，如：微处理器的供电电源及电源管理系统。因此，提高输入响应速度、负载响应速度和稳态精度受到学术界和工业界越来越多的关注。针对同一个开关变换器，采用不同的控制方法可以使变换器具有不同的瞬态和稳态性能。

基于脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)的控制是最为常见的开关变换器控制方法，如传统的电压型控制、峰值电流控制和平均电流控制等。上述基于PWM技术的传统电压型控制核心思想是：将开关变压器的输出电压与参考电压经过比较后得到误差信号，再将误差信号经误差放大器补偿后生成调制信号，并将调制信号与固定频率和幅值的锯齿波进行比较获得脉冲信号，脉冲信号经驱动器后控制开关管的导通和关断。传统的电压型控制虽然结构简单，但其控制系统的输入响应速度和负载响应速度较慢。

脉冲频率调制(pulse frequency modulation，PFM)技术是一种提高变换器瞬态响应速度的方法，但其控制系统较为复杂、稳态性能较差。此外，基于PFM的控制技术属于变频控制，开关频率随电路参数改变而变化，存在滤波网络设计复杂等问题。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提供一种开关变换器非线性调制电压型控制装置，并使之具有较快的输入响应速度和负载响应速度、较高的稳态精度，并且结构简单，适用于多种拓扑结构的变换器。

本实用新型实现其实用新型目的所采用的技术方案是：一种开关变换器非线性调制电压型控制装置，主要由第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、误差放大器EA、三角波产生器TSG、非线性调制电路MCC和驱动电路DR组成；检测电路VS1和VS2与功率电路TD相连，第一电压检测电路VS1的输出端与误差放大器EA输入端相连；误差放大器EA的输出端、第一电压检测电路VS1的输出端、第二电压检测电路VS2的输出端和三角波产生器TSG的输出端分别与非线性调制电路MCC的四个输入端相连；非线性调制电路MCC输出端和驱动电路DR的输入端相连，驱动电路DR的输出端与功率电路TD相连。

进一步地，所述非线性调制电路MCC由非线性运算电路NC和比较器CMP组成，具体组成形式为：信号V_in、V_saw、V_OS和V_e与非线性运算电路NC的四个输入端相连，非线性运算电路NC输出的信号V_S和V_C与比较器CMP的两个输入端相连，比较器CMP的输出端信号即为控制信号V_P。

如上装置的开关变换器非线性调制电压型控制方法是这样的：通过检测输出电压值，得到信号V_OS；通过检测输入电压值，得到信号V_in；将V_OS和电压基准值V_ref送入误差放大器产生信号V_e；通过三角波产生器生成载波信号V_saw；将V_OS、V_in、V_e和V_saw送入非线性调制电路生成信号V_P，控制变换器开关管的导通和关断。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：

一、与现有的峰值电流控制开关变换器相比，采用本实用新型的开关变换器在输入电压跳变时，瞬态响应速度更快；且使用本实用新型的开关变换器在控制脉冲的占空比较大时，不会产生次谐波振荡现象。

二、与现有的单周期控制开关变换器相比，采用本实用新型的开关变换器在输入电压或者负载跳变时，瞬态响应速度更快；当开关变换器控制脉冲的占空比较大时，采用本实用新型的开关变换器不会产生降频现象。

三、与现有的V²控制开关变换器相比，采用本实用新型的开关变换器在负载跳变时，瞬态响应速度更快；并且当开关变换器的输出电容等效串联电阻(Equivalent Series Resistance，ESR)值较小时，不会出现不稳定现象。

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细的说明。

附图说明

图1为本实用新型的电路原理框图。

图2为本实用新型实施例一的非线性运算电路NC的原理图。

图3为本实用新型实施例一的电路原理框图。

图4为本实用新型实施例一中输入电压跳变时控制信号V_C、载波信号V_S以及信号V_P之间的关系示意图。其中，(a)为本实用新型实施例一在输入电压减小时控制信号VC、载波信号VS以及信号VP之间的关系示意图；(b)为本实用新型实施例一在输入电压增加时控制信号VC、载波信号VS以及信号VP之间的关系示意图。

图5为本实用新型实施例一中负载跳变时控制信号V_C、载波信号V_S以及信号V_P之间的关系示意图。其中，(a)为本实用新型实施例一在负载减小时控制信号VC、载波信号VS以及信号VP之间的关系示意图；(b)为本实用新型实施例一在负载增加时控制信号VC、载波信号VS以及信号VP之间的关系示意图。

图6为本实用新型实施例一与峰值电流控制和单周期控制的Buck变换器在输入电压跳变时输出电压的时域仿真波形对比图。其中，(a)为本实用新型实施例一在输入电压由30V阶跃至25V时输出电压的时域仿真波形对比图；(b)为本实用新型实施例一在输入电压由30V阶跃至35V时输出电压的时域仿真波形对比图。

图7为本实用新型实施例一与单周期控制和V²控制的Buck变换器在负载跳变时输出电压的时域仿真波形对比图。其中，(a)为本实用新型实施例一在负载由1A阶跃至0.5A时输出电压的时域仿真波形对比图；(b)为本实用新型实施例一在负载由1A阶跃至1.5A时输出电压的时域仿真波形对比图。

图8为本实用新型实施例一与峰值电流控制、单周期控制和V²控制的Buck变换器的输出电压的稳态时域仿真波形对比图。其中，(a)为本实用新型实施例一与峰值电流控制和单周期控制的Buck变换器在输入电压为15V时输出电压的稳态时域仿真波形对比图；(b)为本实用新型实施例一与V²控制的Buck变换器在ESR＝5mΩ时输出电压的稳态时域仿真波形对比图。

图9为本实用新型实施例二的非线性运算电路NC的原理图。

图10为本实用新型实施例二的电路原理框图。

具体实施方式：

如图1所示，本实用新型主要包含由功率电路TD、第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、误差放大器EA、三角波产生器TSG、非线性调制电路MCC和驱动电路DR组成。第一电压检测电路VS1的输出端与误差放大器EA的输入端相连；误差放大器EA的输出端、第一电压检测电路VS1的输出端、第二电压检测电路VS2的输出端和三角波产生器TSG的输出端分别与非线性调制电路MCC的四个输入端相连；MCC的输出端与驱动电路DR的输入端相连，驱动电路DR的输出端与功率电路TD相连。

实施例一：

本实用新型所述的非线性调制电路MCC由非线性运算电路NC和比较器CMP组成，具体组成形式为：信号V_in、V_saw、V_OS和V_e与非线性运算电路NC的四个输入端相连，非线性运算电路NC输出的信号V_S和V_C与比较器CMP的两个输入端相连，比较器CMP的输出端信号即为控制信号V_P。如图2所示，非线性运算电路NC由第一乘法器MUXA和第二乘法器MUXB组成，具体组成形式为：检测信号V_in和三角波信号V_saw与第一乘法器MUXA的两个输入端相连，第一乘法器MUXA的输出端即为信号V_S，检测信号V_OS和误差信号V_e与第二乘法器MUXB的两个输入端相连，第二乘法器MUXB的输出端即为信号V_C。

TD以Buck变换器为例，本实用新型实施例一的电路原理框图如图3所示。

本实用新型的工作原理是：在每个开关周期内，第一电压检测电路VS1用于检测Buck变换器的输出电压得到信号V_OS；将V_OS与电压基准值V_ref送入误差放大器EA产生信号V_e，第二电压检测电路VS2用于检测Buck变换器的输入电压得到信号V_in，三角波产生器TSG用于产生信号V_saw。第一乘法器MUXA将信号V_in和信号V_saw相乘产生载波信号V_S；第二乘法器MUXB将信号V_e和信号V_OS相乘产生控制信号V_C；控制信号V_C与比较器CMP的“+”相连，载波信号V_S与比较器CMP的“-”相连，控制信号V_C与载波信号V_S作比较产生信号V_P，信号V_P经由驱动电路DR控制Buck变换器开关管的导通和关断。图4中，(a)和(b)为输入电压减小和增加时控制信号V_C、载波信号V_S以及信号V_P之间的关系示意图；图5中，(a)和(b)为负载减小和增加时控制信号V_C、载波信号V_S以及信号V_P之间的关系示意图。

用PSIM仿真软件对本实用新型的方法进行时域仿真分析，结果如下：

图6为采用本实用新型和单周期控制、峰值电流控制的Buck变换器在输入电压跳变时输出电压的时域仿真波形图，图(a)和(b)分别对应输入电压减小和输入电压增加。图(a)中，在10ms时输入电压V_in由30V阶跃至25V，采用单周期控制和峰值电流型控制的Buck变换器分别经过约1.31ms和1.66ms进入稳态，而采用本实用新型控制方法的Buck变换器经过约100μs进入稳态。图(b)中，在20ms时输入电压V_in由30V阶跃至35V，采用单周期控制和峰值电流控制的Buck变换器分别经过约1.24ms和1.63ms进入稳态，而采用本实用新型控制方法的Buck变换器经过约100μs进入稳态。从图(a)和(b)可以看出，本实用新型的输出电压V_O的超调量小于单周期控制和峰值电流控制的Buck变换器输出电压V_O的超调量。综上可见，采用本实用新型的Buck变换器在输入电压V_in突变时输出电压V_O的超调量小，调节时间短，稳态性能好。图6的仿真参数为：输入电压V_in＝30V，电感L＝250μH，电压基准值V_ref＝10V，输出电容C＝470μF，输出电容ESR＝50mΩ，负载R＝10Ω，开关频率为50kHz，误差放大器中的比例系数P＝1，时间常数τ_i＝0.0005s。

图7为采用本实用新型和V²控制、单周期控制的Buck变换器在负载跳变时输出电压的时域仿真波形对比图，图(a)和(b)分别对应负载减小和负载增加。图(a)中，在10ms时输出电流I_O由1A阶跃至0.5A，采用V²控制和单周期控制的Buck变换器分别经过约220us和260us进入稳态，而采用本实用新型控制方法的Buck变换器经过约50μs进入稳态。图(b)中，在20ms时输出电流I_O由1A阶跃至1.5A，采用V²控制和单周期控制的Buck变换器分别经过约260us和280us进入稳态，而采用本实用新型控制方法的Buck变换器经过约50μs进入稳态。从图(a)和(b)还可以看出，本实用新型的输出电压V_O的超调量小于V²控制和单周期控制的Buck变换器输出电压V_O的超调量。综上可见，采用本实用新型的Buck变换器在负载突变时输出电压V_O的超调量小，调节时间短，稳态精度高。图7的仿真参数为：输入电压V_in＝25V，电感L＝250μH，电压基准值V_ref＝10V，输出电容C＝470μF，输出电容ESR＝50mΩ，负载R＝10Ω，开关频率为50kHz，误差放大器中的比例系数P＝15，时间常数τ_i＝0.0005s。

图8为本实用新型实施例一与单周期控制、峰值电流控制和V²控制的Buck变换器的输出电压的稳态时域仿真波形对比图。图(a)中，当输入电压V_in为15V，由于开关管的控制脉冲占空比较大，峰值电流控制的Buck变换器产生次谐波振荡现象，单周期控制的Buck变换器产生降频现象；采用本实用新型的Buck变换器不会产生不稳定现象。图(b)中，当输出电容ESR＝5mΩ，与V²控制的Buck变换器相比，采用本实用新型的Buck变换器不会出现不稳定现象。

实施例二：

实施方式与实施例一的原理基本一致，不同之处在于:如图9所示，非线性运算电路NC由第三乘法器MUXC和除法器DIV组成，具体组成形式为：信号V_OS和信号V_e与第三乘法器MUXC的两个输入端相连，第三乘法器MUXC的输出端作为除法器DIV的除端，检测信号V_in作为除法器DIV的被除端，除法器DIV的输出端即为信号V_C，三角波信号V_saw即为信号V_S，电路原理框图如图10所示。