1‑3型双桥臂AC‑AC开关电容变换器的制作方法

本实用新型涉及了一种多种变比AC-AC变换器，尤其涉及一种1-3型双桥臂AC-AC开关电容型变换器。

背景技术：
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传统的交流电能变换通常采用电磁变压器，具有电气隔离、效率高、容量大等优点，但也存在体积大、音频噪声大、谐波污染等缺点。同时传统的电磁变压器满足不了电气电子设备小型化的要求。

电力电子系统集成化的关键技术之一是磁性元件(电感或变压器)的小型化和微型化，在软开关技术下提高开关频率无疑是一个十分有效的措施，这样电路中电感和变压器的体积都可以缩小，整个电路的性能都得到提升；然而当开关频率达到400kHz-500kHz左右时，主开关与磁性元件的损耗增加，转换效率下降，电磁噪声加大，用于抑制噪声的滤波电容的体积随着增大，再提高开关频率，只能带来负面的影响，因此通过提高开关频率的方式减小电源体积已经没有余地。

减少磁性元件的基本思路是发展无感变换器，开关电容型AC-AC变换器就是一种典型的无感变换器，它是将电容和一定数量的功率开关组合起来，电容的充放电通过对功率开关的控制实现，由电容和功率开关的组合实现不同变比的电路。

技术实现要素：

为了解决背景技术中存在的问题，深入研究开关电容型AC-AC变换器原理，本发明的目的在于提供一种变比为1/2、2/1、1/3、3/1、2/3和2/3的双桥臂AC-AC开关电容变换器，设计了结构简单，控制简便、成本低廉的新型电力电子变压器去替代传统的小功率变压器。

本发明采用的技术方案是：

本发明包括十个电容和十二个功率开关，十个电容分别为第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第八电容、第九电容和第十电容；十二个功率开关依次为第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关、第四功率开关、第五功率开关、第六功率开关、第七功率开关、第八功率开关、第九功率开关、第十功率开关、第十一功率开关和第十二功率开关；

其中，第一电容并联在第一功率开关和第二功率开关串联后的两端，第二电容并联在第三功率开关和第四功率开关串联后的两端，第三电容并联在第五功率开关和第六功率开关串联后的两端，第四电容并联在第七功率开关和第八功率开关串联后的两端，第五电容并联在第九功率开关和第十功率开关串联后的两端，第六电容并联在第十一功率开关和第十二功率开关串联后的两端，第七电容并联在第二功率开关和第三功率开关串联后的两端，第八电容并联在第四功率开关和第五功率开关串联后的两端，第九电容并联在第八功率开关和第九功率开关串联后的两端，第十电容并联在第十功率开关和第十一功率开关串联后的两端。

当所述的变换器输出输入变比为1/2降压变换时，输入端连接在第二电容上端和第五电容上端之间，输出端连接在第三电容上端和第六电容上端之间；当所述的变换器输出输入变比为2/1时，输入端连接在第三电容上端和第六电容上端之间，输出端连接在第二电容上端和第五电容上端之间；当所述的变换器输出输入变比为1/3时，输入端连接在第一电容上端和第四电容上端之间，输出端连接在第三电容上端和第六电容上端之间；当所述的变换器输出输入变比为3/1时，输入端连接在第三电容上端和第六电容上端之间，输出端连接在第一电容上端和第四电容上端之间；当所述的变换器输出输入变比为2/3时，输入端连接在第一电容上端和第四电容上端之间，输出端连接在第二电容上端和第五电容上端之间；当所述的变换器输出输入变比为3/2时，输入端连接在第二电容上端和第五电容上端之间，输出端连接在第一电容上端和第四电容上端之间。

所述的变换器的输入端与220V的50Hz市电相连，输出端与负载相连接。

所述的十二组功率开关中的每个功率开关均由驱动电路提供PWM信号进行驱动，驱动电路与每个功率开关管的栅极相连接。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

本发明仅以电容作为储能元件，驱动信号控制功率开关管的导通与关段，即通过调节占空比去控制电容的充放电时间，实现输入输出电压变比为1/2、2/1、1/3、3/1、2/3和2/3多种变比，降低了变换器的体积与重量，提高了功率密度，等效内阻减小。

当变换器变比为1/2和2/1时，电容承受的最大电压为高压侧的二分之一，当变换器变比为1/3、3/1、2/3和2/3时，电容承受的最大电压为高压侧的三分之一，降低了对电容器件的要求。

本发明电路拓扑结构是双桥臂，电路具有对称性，因此稳定性高。

本发明由于不含磁性元件，因此具有体积比较小，重量轻、电源效率高等优点。

附图说明

图1是本发明为降压变压器时输出输入电压变比为1/2的电路拓扑图。

图2是本发明为升压变压器时输出输入电压变比为2/1的电路拓扑图。

图3是本发明为降压变压器时输出输入电压变比为1/3的电路拓扑图。

图4是本发明为升压变压器时输出输入电压变比为3/1的电路拓扑图。

图5是本发明为降压变压器时输出输入电压变比为2/3的电路拓扑图。

图6是本发明为升压变压器时输出输入电压变比为3/2的电路拓扑图。

图7是本发明中功率开关管栅极输入驱动信号的PWM信号波形图。

图中：U_i为220V交流电压，R为负载电阻，U₀为输出电压，D为PWM信号的占空比，T_S为PWM信号周期。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

如图1、图2、图3、图4、图5、图6所示，包括十个电容和十二个功率开关，十个电容分别为第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9和第十电容C10；十二个功率开关依次为第一功率开关S1、第二功率开关S2、第三功率开关S3、第四功率开关S4、第五功率开关S5、第六功率开关S6、第七功率开关S7、第八功率开关S8、第九功率开关S9、第十功率开关S10、第十一功率S11和第十二功率开关S12；

第一电容C1并联在第一功率开关S1和第二功率开关S2串联后的两端，第二电容C2并联在第三功率开关S3和第四功率开关S4串联后的两端，第三电容C3并联在第五功率开关S5和第六功率开关S6串联后的两端，第四电容C4并联在第七功率开关S7和第八功率开关S8串联后的两端，第五电容C5并联在第九功率开关S9和第十功率开关S10串联后的两端，第六电容C6并联在第十一功率开关S11和第十二功率开关S12串联后的两端，第七电容C7并联在第二功率开关S2和第三功率开关S3串联后的两端，第八电容C8并联在第四功率开关S4和第五功率开关S5串联后的两端，第九电容C9并联在第八功率开关S8和第九功率开关S9串联后的两端，第十电容C10并联在第十功率开关S10和第十一功率开关S11串联后的两端。

如图1所示，当所述的变换器输出输入电压变比为1/2降压变换时，输入端连接在第二电容上端和第五电容上端之间，输出端连接在第三电容上端和第六电容上端之间；电路中各电容两端的电压等于输入(高压侧)电压U_i的1/2，可实现输出输入的固定电压变比为1/2。

如图2所示，当所述的变换器输出输入电压变比为2/1升压变换时，输入端连接在第三电容上端和第六电容上端之间，输出端连接在第二电容上端和第五电容上端之间；电路中各电容两端的电压为输出电压U₀(高压侧)的1/2，可实现输出输入的固定电压变比为2/1。

如图3所示，当所述的变换器输出输入电压变比为1/3降压变换时，输入端连接在第一电容上端和第四电容上端之间，输出端连接在第三电容上端和第六电容上端之间；电路中各电容两端的电压为输入电压(高压侧)U_i的1/3，可实现输出输入的固定电压变比为1/3。

如图4所示，当所述的变换器输出输入电压变比为3/1升压变换时，输入端连接在第三电容上端和第六电容上端之间，输出端连接在第一电容上端和第四电容上端之间；电路中各电容两端的电压为输出电压(高压侧)U₀的1/3，可实现输出输入的固定电压变比为3/1。

如图5所示，当所述的变换器输出输入电压变比为2/3降压变换时，输入端连接在第一电容上端和第四电容上端之间，输出端连接在第二电容上端和第五电容上端之间；电路中各电容两端的电压为输入电压(高压侧)U_i的1/3，可实现输出输入的固定电压变比为2/3。

如图6所示，当所述的变换器输出输入电压变比为3/2升压变换时，输入端连接在第二电容上端和第五电容上端之间，输出端连接在第一电容上端和第四电容上端之间；电路中各电容两端的电压为输出电压(高压侧)U₀的1/3，可实现输出输入的固定电压变比为3/2。

所述的变换器的输入端与220V的50Hz市电相连，输出端与负载相连接。

所述的十二组功率开关中的每个功率开关均由驱动电路提供PWM信号进行驱动，驱动电路与每个功率开关管的栅极相连接。

本发明的电路中不含磁性元件，仅由电容和功率开关组成，与传统的开关电源相比，体积大大减小，重量大大减轻，提高了功率密度，等效内阻大大减轻。其中，电容C7确保电容C1和C2两端的电压平衡，电容C8确保电容C2和C3两端的电压平衡，电容C9确保电容C4和C5两端的电压平衡，电容C10确保电容C5和C6两端的电压平衡。

如图7所示，驱动电路提供驱动各个功率开关的PWM信号，从而控制功率开关的导通与关断，使电路工作在不同的状态。为了减少电路的电阻，功率开关选用SiC MOSFET，它的开通电压为20V，首先用SG3525的集成PWM产生PWM信号，通过SiC MOSFET专用的驱动芯片IXDD409将驱动电路集成的PWM控制芯片产生的电压放大，以达到SiC MOSFET的开通电压，从而实现对功率开关导通与关断的控制，集成PWM控制芯片产生的PWM信号如图7所示，其中PWM信号周期(即功率开关的一个周期设为T_S)，信号占空比为D。在一个周期内，当DT_S为正半周期信号时，假设对功率开关S1、S3、S5、S7、S9、S11进行导通控制，此时对功率开关S2、S4、S6、S8、S10、S12进行关断控制。当(1-D)T_S为正半周期信号时，假设对功率开关S1、S3、S5、S7、S9、S11进行关断控制，此时对功率开关S2、S4、S6、S8、S10、S12进行导通控制。由于在占空比为0.5时电路及电路中各个电容上的电压稳定性与平衡性最好，因此PWM控制信号的占空比设置为0.5。

因此在驱动电路提供PWM信号进行驱动的情况下，在一个开关周期T_S中，变换器有两种工作阶段，以输入电压的正半周期为例说明如下：

第一阶段：第一功率开关S1、第三功率开关S3、第五功率开关S5、第七功率开关S7、第九功率开关S9和第十一功率开关S11导通；第二功率开关S2、第四功率开关S4、第六功率开关S6、第八功率开关S8、第十功率开关S10和第十二功率开关S12关断；

在第一阶段中，电容C7和C10充电，C8和C9放电。首先，电容C1、C3和C5放电，电容C2、C4和C6充电，直到电流减小为零。接着，电容C1、C3和C5开始充电，电容C2、C4和C6开始放电直到整个阶段结束。在这整个阶段中，电容C7和C10充电，电容C8和C9放电。电源U_i将能量传递给电路。这一阶段结束时，第一功率开关S1、第三功率开关S3、第五功率开关S5、第七功率开关S7、第九功率开关S9和第十一功率开关S11关断；第二功率开关S2、第四功率开关S4、第六功率开关S6、第八功率开关S8、第十功率开关S10和第十二功率开关S12导通。

第二阶段：第一功率开关S1、第三功率开关S3、第五功率开关S5、第七功率开关S7、第九功率开关S9和第十一功率开关S11关断；第二功率开关S2、第四功率开关S4、第六功率开关S6、第八功率开关S8、第十功率开关S10和第十二功率开关S12导通；

在第二阶段中，电容C7和C10放电，电容C8和C9充电。首先，电源接受来自电路的能量，电容C1、C3和C5放电，电容C2、C4和C6充电，直到电流减小为零。接着，电源传递能量给电路，电容C1、C3和C5开始充电，电容C2、C4和C6开始放电直到这一状态结束。这个状态结束时，第二功率开关S2、第四功率开关S4、第六功率开关S6、第八功率开关S8、第十功率开关S10和第十二功率开关S12关断；第一功率开关S1、第三功率开关S3、第五功率开关S5、第七功率开关S7、第九功率开关S9和第十一功率开关S11导通。

第二阶段结束后，新的开关周期从第一阶段开始。

在输入电压的负半周期，变换器有着相似的工作状态，只是电流的方向相反。

在整个工作阶段中，各个功率开关管的工作频率均为50kHz。

综上所述，本实用新型仅以电容作为储能元件，用驱动信号控制功率开关的导通与关断从而控制电容的充放电时间，能够实现1/2、2/1、1/3、3/1、2/3和2/3多种固定变比，既能升压又能降压，给变换器提供了多种选择，双桥臂电路具有对称性，因此电路的稳定性高。