双向DC/DC功率变换器的制作方法

本发明涉及电力电子变换器领域，具体涉及一种双向DC/DC(直流/直流)功率变换器。

背景技术：

简单的双向变换器是由两个全桥或者半桥电路互为对称组成，其实现起来较为简单，但是缺点也是明显的，两边的开关管都工作于硬开关模式，EMI(Electromagnetic Interference，电磁干扰)特性和效率都显得相对较差，以LLC谐振变换器为例，传统控制方案是使其工作在下谐振区，略低于谐振频率，这样原边MOS(Metal-Oxide-Semiconductor，半导体金属氧化物)管和副边的二极管都能够实现零电压开通或者零点流关闭，效率相对于硬开通模式有了大大的提高，如果副边二极管换成MOS管，工作于同步整流模式，那么效率会进一步提高。

现有专利文件CN104993707(发明名称：基于LLC谐振的双向DC/DC变换器的控制方法，公布日：2015.10.21)如图1所示，该专利描述的是基于LLC拓扑的双向变换器，在不增加元器件的情况下，通过在文中给出了一种控制方案，使得功率反向传输时，即从右侧传输到左侧时，增益能够大于1，但是该方案并没有解决反向传输时右侧开关管工作于硬开关模式的问题，从而导致效率比较低。

技术实现要素：

为了解决现有技术中的上述问题，本发明提出了一种双向DC/DC功率变换器，提高了能量传输的效率，并且在一定程度上抑制寄生参数的影响。

本发明提出一种双向DC/DC功率变换器，包括第一整流/逆变电路、第一谐振电路、变压器、第二整流/逆变电路，所述第一谐振电路设置于第一整流/逆变电路的交流侧；还包括第二谐振电路，以及旁路开关组；

所述第一整流/逆变电路的直流侧为所述功率变换器的电源输入/输出端，对应的第二整流/逆变电路的直流侧为所述功率变换器的电源输出/输入端；

所述第二谐振电路设置于第二整流/逆变电路的交流侧；

所述旁路开关组，配置为在正向输送功率时，将第二谐振电路旁路；在反向输送功率时，将第一谐振电路旁路。

优选地，所述旁路开关组包括：第一旁路开关和第二旁路开关；

所述第一旁路开关与所述第一谐振电路并联；

所述第二旁路开关与所述第二谐振电路并联。

优选地，正向输送功率时，所述第一整流/逆变电路工作于高频逆变模式，所述第二整流/逆变电路工作于高频整流模式；所述第一旁路开关为截止状态，所述第二旁路开关为导通状态。

优选地，反向输送功率时，所述第二整流/逆变电路工作于高频逆变模式，所述第一整流/逆变电路工作于高频整流模式；所述第一旁路开关为导通状态，所述第二旁路开关为截止状态。

优选地，正向输送功率时，第一整流/逆变电路的开关频率选择在电路谐振点附近。

优选地，反向输送功率时，第二整流/逆变电路的开关频率选择在电路谐振点附近。

优选地，所述第一谐振电路，包括谐振电感L_res1和谐振电容C_res1，L_res1和C_res1串联；

所述第二谐振电路，包括谐振电感L_res2和谐振电容C_res2，L_res2和C_res2串联；

所述第一整流/逆变电路交流侧的一端在依次串联L_res1、C_res1后与变压器原边的一端相连；所述第一整流/逆变电路交流侧的另一端与变压器原边的另一端相连；

所述第二整流/逆变电路交流侧的一端与C_res2、L_res2依次串联后与变压器副边的一端相连；所述第二整流/逆变电路交流侧的另一端与变压器副边的另一端相连；

所述第一旁路开关，与L_res1、C_res1组成的串联电路并联；

所述第二旁路开关，与L_res2、C_res2组成的串联电路并联。

优选地，正向输送功率时，第一整流/逆变电路的开关频率选择在第一谐振电路的下谐振区域，低于谐振点1/sqrt(L_res1*C_res1)，但高于谐振点1/sqrt((L_res1+L_m)*C_res1))，其中L_m为变压器的励磁电感。

优选地，反向输送功率时，第二整流/逆变电路的开关频率选择在第二谐振电路的下谐振区域，低于谐振点1/sqrt(L_res2*C_res2)，但高于谐振点1/sqrt((L_res2+L_m)*C_res2))，其中L_m为变压器的励磁电感。

优选地，还包括旁路开关组控制单元，该单元配置为依据所述变换器的功率传输方向，控制旁路开关组旁路第一谐振电路或第二谐振电路。

优选地，所述第一旁路开关和所述第二旁路开关均由包含开关管的旁路电路构成。

优选地，所述第一旁路开关，由两个开关管S₅、S₆反向串联组成，S₅的源极连接S₆的源极；将S₅的漏极和S₆的漏极分别接到第一谐振电路中L_res1、C_res1串联电路的两端；

或者由S₅和S₆各反向串联一个二极管，再并联组成；S₅的源极连接二极管D₅的正极，S₆的源极连接二极管D₆的正极，S₅的漏极连接二极管D₆的负极，S₆的漏极连接二极管D₅的负极；将S₅的漏极和S₆的漏极分别接到第一谐振电路中L_res1、C_res1串联电路的两端。

优选地，所述第二旁路开关，由两个开关管S₇、S₈反向串联组成，S₇的源极连接S₈的源极；将S₇的漏极和S₈的漏极分别接到第二谐振电路中L_res2、C_res2串联电路的两端；

或者由S₇和S₈各反向串联一个二极管，再并联组成；S₇的源极连接二极管D₇的正极，S₇的源极连接二极管D₇的正极，S₈的漏极连接二极管D₈的负极，S₈的漏极连接二极管D₈的负极将S₇的漏极和S₈的漏极分别接到第二谐振电路中L_res2、C_res2串联电路的两端。

优选地，所述第一旁路开关和第二旁路开关为继电器。

优选地，所述第一整流/逆变电路，为全桥或半桥开关电路。

优选地，所述第二整流/逆变电路，为全桥或半桥开关电路。

优选地，组成所述第一旁路开关和所述第二旁路开关的开关管，为MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体型场效应管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)、SIC(SIlicon Carbide，碳化硅)或GAN(GAllium Nitride，氮化镓)开关管中的任意一种。

在本发明的变换器中，在正向输送功率时，将第二谐振电路中的谐振电感和谐振电容旁路掉；反向输送功率时，将第一谐振电路中的谐振电感和谐振电容旁路掉；这样做，能够减少感性损耗和容性损耗，提高了能量传输的效率，并且在一定程度上抑制寄生参数的影响。本发明拓扑无论正向还是反向，在进行功率传输时，其频率增益曲线都是单调的，保证了系统的可控性，利于反馈环路的设计。

方案1、一种双向DC/DC功率变换器，包括第一整流/逆变电路、第一谐振电路、变压器、第二整流/逆变电路，所述第一谐振电路设置于第一整流/逆变电路的交流侧；其特征在于，还包括第二谐振电路，以及旁路开关组；

所述第一整流/逆变电路的直流侧为所述功率变换器的电源输入/输出端，对应的第二整流/逆变电路的直流侧为所述功率变换器的电源输出/输入端；

所述第二谐振电路设置于第二整流/逆变电路的交流侧；

所述旁路开关组，配置为在正向输送功率时，将第二谐振电路旁路；在反向输送功率时，将第一谐振电路旁路。

方案2、根据方案1所述的变换器，其特征在于，所述旁路开关组包括：第一旁路开关和第二旁路开关；

所述第一旁路开关与所述第一谐振电路并联；

所述第二旁路开关与所述第二谐振电路并联。

方案3、根据方案2所述的变换器，其特征在于，正向输送功率时，所述第一整流/逆变电路工作于高频逆变模式，所述第二整流/逆变电路工作于高频整流模式；所述第一旁路开关为截止状态，所述第二旁路开关为导通状态。

方案4、根据方案3所述的变换器，其特征在于，反向输送功率时，所述第二整流/逆变电路工作于高频逆变模式，所述第一整流/逆变电路工作于高频整流模式；所述第一旁路开关为导通状态，所述第二旁路开关为截止状态。

方案5、根据方案4所述的变换器，其特征在于，正向输送功率时，第一整流/逆变电路的开关频率选择在电路谐振点附近。

方案6、根据方案5所述的变换器，其特征在于，反向输送功率时，第二整流/逆变电路的开关频率选择在电路谐振点附近。

方案7、根据方案6所述的变换器，其特征在于：

所述第一谐振电路，包括谐振电感L_res1和谐振电容C_res1，L_res1和C_res1串联；

所述第二谐振电路，包括谐振电感L_res2和谐振电容C_res2，L_res2和C_res2串联；

所述第一整流/逆变电路交流侧的一端在依次串联L_res1、C_res1后与变压器原边的一端相连；所述第一整流/逆变电路交流侧的另一端与变压器原边的另一端相连；

所述第二整流/逆变电路交流侧的一端与C_res2、L_res2依次串联后与变压器副边的一端相连；所述第二整流/逆变电路交流侧的另一端与变压器副边的另一端相连；

所述第一旁路开关，与L_res1、C_res1组成的串联电路并联；

所述第二旁路开关，与L_res2、C_res2组成的串联电路并联。

方案8、根据方案7所述的变换器，其特征在于，正向输送功率时，第一整流/逆变电路的开关频率选择在第一谐振电路的下谐振区域，低于谐振点1/sqrt(L_res1*C_res1)，但高于谐振点1/sqrt((L_res1+L_m)*C_res1))，其中L_m为变压器的励磁电感。

方案9、根据方案8所述的变换器，其特征在于，反向输送功率时，第二整流/逆变电路的开关频率选择在第二谐振电路的下谐振区域，低于谐振点1/sqrt(L_res2*C_res2)，但高于谐振点1/sqrt((L_res2+L_m)*C_res2))，其中L_m为变压器的励磁电感。

方案10、根据方案2～9任一项所述的变换器，其特征在于，还包括旁路开关组控制单元，该单元配置为依据所述变换器的功率传输方向，控制旁路开关组旁路第一谐振电路或第二谐振电路。

方案11、根据方案10所述的变换器，其特征在于，所述第一旁路开关和所述第二旁路开关均由包含开关管的旁路电路构成。

方案12、根据方案11所述的变换器，其特征在于，所述第一旁路开关，由两个开关管S₅、S₆反向串联组成，S₅的源极连接S₆的源极；将S₅的漏极和S₆的漏极分别接到第一谐振电路中L_res1、C_res1串联电路的两端；

或者由S₅和S₆各反向串联一个二极管，再并联组成；S₅的源极连接二极管D₅的正极，S₆的源极连接二极管D₆的正极，S₅的漏极连接二极管D₆的负极，S₆的漏极连接二极管D₅的负极；将S₅的漏极和S₆的漏极分别接到第一谐振电路中L_res1、C_res1串联电路的两端。

方案13、根据方案12所述的变换器，其特征在于，所述第二旁路开关，由两个开关管S₇、S₈反向串联组成，S₇的源极连接S₈的源极；将S₇的漏极和S₈的漏极分别接到第二谐振电路中L_res2、C_res2串联电路的两端；

或者由S₇和S₈各反向串联一个二极管，再并联组成；S₇的源极连接二极管D₇的正极，S₇的源极连接二极管D₇的正极，S₈的漏极连接二极管D₈的负极，S₈的漏极连接二极管D₈的负极将S₇的漏极和S₈的漏极分别接到第二谐振电路中L_res2、C_res2串联电路的两端。

方案14、根据方案10所述的变换器，其特征在于，所述第一旁路开关和第二旁路开关为继电器。

方案15、根据方案1～9中任一项所述的变换器，其特征在于，所述第一整流/逆变电路，为全桥或半桥开关电路。

方案16、根据方案1～9中任一项所述的变换器，其特征在于，所述第二整流/逆变电路，为全桥或半桥开关电路。

方案17、根据方案11所述的变换器，其特征在于，组成所述第一旁路开关和所述第二旁路开关的开关管，为MOSFET、IGBT、SIC或GAN开关管中的任意一种。

附图说明

图1为现有专利文件CN104993707中双向变换器的电路原理图；

图2为本实施例中的双向变换器电路原理图；

图3(a)～图3(c)为本发明中3种可选的旁路开关结构原理图；

图4为本实施例中双向变换器在正向输送功率时的波形图；

图5为本实施例中双向变换器在反向输送功率时的波形图。

具体实施方式

下面参照附图来描述本发明的优选实施方式。本领域技术人员应当理解的是，这些实施方式仅仅用于解释本发明的技术原理，并非旨在限制本发明的保护范围。

本发明提出一种双向DC/DC功率变换器，如图2所示，包括第一整流/逆变电路、第一谐振电路、变压器、第二整流/逆变电路，所述第一谐振电路设置于第一整流/逆变电路的交流侧；此外，还包括第二谐振电路，以及旁路开关组；

所述第一整流/逆变电路为全桥电路，包括开关管S₁、S₂、S₃和S₄；所述第二整流/逆变电路也为全桥电路，包括开关管S₉、S₁₀、S₁₁和S₁₂；当所述功率变换器正向输送功率时，所述第一整流/逆变电路的直流侧作为输入端，所述第二整流/逆变电路的直流侧作为输出端；当所述功率变换器反向输送功率时，所述第一整流/逆变电路的直流侧作为输出端，所述第二整流/逆变电路的直流侧作为输入端；

所述第二谐振电路设置于第二整流/逆变电路的交流侧；

所述旁路开关组，配置为在正向输送功率时，将第二谐振电路旁路；在反向输送功率时，将第一谐振电路旁路。

本实施例中，所述旁路开关组包括：第一旁路开关和第二旁路开关；

所述第一旁路开关与所述第一谐振电路并联；

所述第二旁路开关与所述第二谐振电路并联。

本实施例中，正向输送功率时，所述第一整流/逆变电路工作于高频逆变模式，所述第二整流/逆变电路工作于高频整流模式；所述第一旁路开关为截止状态，所述第二旁路开关为导通状态。

本实施例中，反向输送功率时，所述第二整流/逆变电路工作于高频逆变模式，所述第一整流/逆变电路工作于高频整流模式；所述第一旁路开关为导通状态，所述第二旁路开关为截止状态。

图2中，C_p为变压器原边寄生电容，C_s为变压器副边寄生电容。正向输送功率时，变压器的励磁电感L_m位于原边，反向输送功率时，变压器的励磁电感L_m位于副边。

所述第一谐振电路，包括谐振电感L_res1和谐振电容C_res1，L_res1和C_res1串联；所述第二谐振电路，包括谐振电感L_res2和谐振电容C_res2，L_res2和C_res2串联；

所述第一整流/逆变电路交流侧的一端在依次串联L_res1、C_res1后与变压器原边的一端相连；所述第一整流/逆变电路交流侧的另一端与变压器原边的另一端相连；

所述第二整流/逆变电路交流侧的一端与C_res2、L_res2依次串联后与变压器副边的一端相连；所述第二整流/逆变电路交流侧的另一端与变压器副边的另一端相连；

所述第一旁路开关，由两个MOSFET管S₅、S₆反向串联构成，与L_res1、C_res1组成的串联电路并联；

所述第二旁路开关，由两个MOSFET管S₇、S₈反向串联构成，与L_res2、C_res2组成的串联电路并联。

本实施例中，还包括旁路开关组控制单元，该单元配置为依据所述变换器的功率传输方向，控制旁路开关组旁路第一谐振电路或第二谐振电路。

所述第一旁路开关和所述第二旁路开关均由包含开关管的旁路电路构成。其中MOSFET开关管的源极和漏极之间有一个阻尼二极管，可以对开关三极管起到保护作用。

本实施例中，正向输送功率时，所述第一整流/逆变电路工作于高频逆变模式，所述第二整流/逆变电路工作于高频整流模式；功率由所述直流电源V₁输送到所述直流电源V₂，通过控制所述第一旁路开关和所述第二旁路开关的驱动信号，让所述第一旁路开关处于截止状态、所述第二旁路开关处于导通状态；从而将第二谐振电路旁路掉，让第一谐振电路正常工作。

正向输送功率时的波形图如图4所示：

V_gs1和V_gs2分别为S₁和S₂的驱动信号，S₄和S₁采用相同的驱动信号，S₃和S₂采用相同的驱动信号，V_gs1和V_gs2占空比均为50％，而且互补；V_gs7为S₇和S₈的驱动信号，它可以由所述旁路开关组控制单元发送独立的数字开关信号，也可以是由所述旁路开关组控制单元将V_gs1和V_gs2做或运算所得的信号；V_gs5为S₅和S₆的驱动信号，它可以由所述旁路开关组控制单元发送独立的数字开关信号，也可以是由所述旁路开关组控制单元将V_gs1和V_gs2做与运算所得的信号；开关管S₅和S₆在此工作模态处于截止状态，确保了所述第一谐振电路能够以正确的方式组合工作，为逆变电路(S₁～S₄)和整流电路(S₉～S₁₂)提供足够的能量实现ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)或者ZCS(Zero Current Switch，零电流开关)。同时开关管S₇和S₈处于导通状态，旁路掉所述第二谐振电路中的谐振电感L_res2和谐振电容C_res2，以减少感性损耗和容性损耗。

V_AB为所述第一整流/逆变电路的交流测A、B两端的电压，I_res1为L_res1和C_res1上的电流，I_Lm为变压器励磁电感L_m上的电流。V_ds1和V_ds2分别为S₁和S₂的漏极和源极之间的电压，I_ds1和I_ds2分别为S₁和S₂上的电流；I_ds9和I_ds10分别为S₉和S₁₀上的电流。

本实施例中，反向输送功率时，所述第二整流/逆变电路工作于高频逆变模式，所述第一整流/逆变电路工作于高频整流模式；功率由所述直流电源V₂输送到所述直流电源V₁，通过控制所述第一旁路开关和所述第二旁路开关的驱动信号，让所述第一旁路开关处于导通状态、所述第二旁路开关处于截止状态；从而将第一谐振电路旁路掉，让第二谐振电路正常工作。

反向输送功率时的波形图如图5所示：

V_gs9和V_gs10分别为S₉和S₁₀的驱动信号，S₁₂和S₉采用相同的驱动信号，S₁₁和S₁₀采用相同的驱动信号，V_gs9和V_gs10占空比均为50％，而且互补；V_gs5为S₅和S₆的驱动信号，它可以由所述旁路开关组控制单元发送独立的数字开关信号，也可以是由所述旁路开关组控制单元将V_gs9和V_gs10做或运算所得的信号；V_gs7为S₇和S₈的驱动信号，它可以由所述旁路开关组控制单元发送独立的数字开关信号，也可以是由所述旁路开关组控制单元将V_gs9和V_gs10做与运算所得的信号；开关管S₇和S₈在此工作模态都处于截止状态，确保了所述第二谐振电路能够以正确的方式组合工作，为逆变电路(S₉～S₁₂)和整流电路(S₁～S₄)提供足够的能量实现ZVS或者ZCS。同时开关管S₅和S₆处于导通状态，旁路掉所述第一谐振电路中的谐振电感L_res1和谐振电容C_res1，以减少感性损耗和容性损耗。

V_CD为所述第二整流/逆变电路的交流测C、D两端的电压，I_res2为L_res2和C_res2上的电流，I_Lm为变压器励磁电感L_m上的电流。V_ds9和V_ds10分别为S₉和S₁₀的漏极和源极之间的电压，I_ds9和I_ds10分别为S₉和S₁₀上的电流；I_ds1和I_ds2分别为S₁和S₂上的电流。

本实施例中，正向输送功率时，第一整流/逆变电路的开关频率选择在电路谐振点附近。

本实施例中，反向输送功率时，第二整流/逆变电路的开关频率选择在电路谐振点附近。

本实施例中，正向输送功率时，第一整流/逆变电路的开关频率选择在第一谐振电路的下谐振区域，低于谐振点1/sqrt(L_res1*C_res1)，但高于谐振点1/sqrt((L_res1+L_m)*C_res1))，其中L_m为变压器的励磁电感。

本实施例中，反向输送功率时，第二整流/逆变电路的开关频率选择在第二谐振电路的下谐振区域，低于谐振点1/sqrt(L_res2*C_res2)，但高于谐振点1/sqrt((L_res2+L_m)*C_res2))，其中L_m为变压器的励磁电感。

本实施例中，所述第一旁路开关，如图3(a)所示，由两个开关管S₅、S₆反向串联组成，S₅的源极连接S₆的源极；将S₅的漏极和S₆的漏极分别接到第一谐振电路中L_res1、C_res1串联电路的两端。

所述第一旁路开关，还可以采用如图3(b)所示的结构，由S₅和S₆各反向串联一个二极管，再并联组成；S₅的源极连接二极管D₅的正极，S₆的源极连接二极管D₆的正极，S₅的漏极连接二极管D₆的负极，S₆的漏极连接二极管D₅的负极；将S₅的漏极和S₆的漏极分别接到第一谐振电路中L_res1、C_res1串联电路的两端。

所述第一旁路开关，还可以采用如图3(c)所示的结构，将S₅的源极同时连接二极管D₆的正极和二极管D₁₀的正极，S₅的漏极同时连接二极管D₅的负极和二极管D₉的负极；D₅的正极和D₆的负极相连，并引出一个端子，D₉的正极和D₁₀的负极相连，并引出一个端子，将两个引出的端子分别接到第一谐振电路中L_res1、C_res1串联电路的两端。

所述第一旁路开关，还可以采用继电器开关组合。

本实施例中，所述第二旁路开关，也可以象所述第一旁路开关一样，采用图3(a)～图3(c)所示的结构，还可以是继电器开关组合。

本实施例中，所述第一整流/逆变电路，为全桥或半桥开关电路。

本实施例中，所述第二整流/逆变电路，为全桥或半桥开关电路。

本实施例中，组成所述第一旁路开关和所述第二旁路开关的开关管，为MOSFET、IGBT、SIC或GAN开关管中的任意一种。

本领域技术人员应该能够意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的方法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明电子硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以电子硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。本领域技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征作出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。