用于估计DC链路电容的方法和设备与流程

本发明涉及电压源转换器，并且具体地涉及对电压源转换器中的dc链路的电容的估计。

背景技术：

电压源并网转换器被广泛地用于诸如电动马达驱动器、电动车辆和可再生能源发电的各种应用中的ac-dc(交流-直流)和dc-ac(直流-交流)功率转换。这些转换器的dc链路电容器或电容器组发挥着重要作用：作为电能缓冲器以及平衡dc电压变化。然而，电容器在转换器中是最脆弱的电子元件。电容器故障的常见原因是长期耗尽，这可以通过电容器的电气参数的变化来观测。因此，监测电容器的电气参数可以提供电容器状况的信息。例如，可以通过估计或测量电容器的电容来监测电容器的状况。电容通常会在电容器的寿命结束时减小。在一些情况下，因为测量方法常常需要额外的可能昂贵的装备(例如，传感器)，所以估计方法可以是优选的。

存在用于估计dc链路电容的各种方法。例如，在与电动马达连接的电驱动器中，可以通过在马达停止时使电容器电能向马达的定子绕组放电来估计电容。然后基于检测到的电容器电荷的变化来估计电容。然而，该方法不能应用于没有马达的应用例如太阳能逆变器中。可替选地，可以利用转换器中的制动电路来使电容器放电。还可以通过监测当正在通过与电容器组的电容器并联的微调电阻器使电容器组电能放电时的电压下降来估计电容。然而，这些方法不能在转换器的正常操作期间使用。

用于估计电容的另一种方法将电容器的波纹电压和电流用作卡尔曼(kalman)滤波器的输入信号。基于波纹电压的方法的缺点是：包括传感器的测量系统可能必须具有高带宽，以便能够捕获从脉冲宽度调制得到的波纹波形。另外，高带宽的测量可能对噪声敏感，并且传感器可能更昂贵。

用于估计电容的又一种方法是基于向转换器的控制参考注入低频正弦电流，使得注入信号对电容器的电压引起振荡。可以通过利用带通滤波器对电压进行滤波来提取dc电压的振荡分量。基于所提取的振动分量和电容器的电流来估计电容。然而，向控制参考添加注入信号以及使用带通滤波器来确定振荡分量可能会显著增加控制系统的复杂性。

技术实现要素：

本公开内容的目的是提供一种方法和用于实现该方法的设备以减轻上述缺点。通过由独立权利要求中所述内容表征的方法和布置来实现本发明的目的。在从属权利要求中公开了本发明的优选实施方式。

本公开内容描述了一种用于估计转换器的dc链路电容器的电容的方法。在该方法的观测时段期间，转换器的正常控制回路可以被旁路，并且用于电容识别的简单激励信号可以被馈送至转换器电流或功率参考。通过确定由激励信号引起的dc链路的电能和电压的变化的幅度，可以确定dc链路的电容。虽然激励信号被用作参考，但是转换器的dc链路电压和相电流可以被测量并且例如与转换器的调制器的输出电压参考一起被存储。例如，可以基于相电流和输出电压参考来计算电容器电能，并且可以通过使用所测量的dc链路电压和所计算的电容器电能作为用于最小二乘估计器的输入信号来估计电容。

可以在转换器的正常操作期间或启动时执行电容的估计。根据本公开内容的方法使得能够在线跟踪dc链路电容，这在电容器的状况监测以及电容故障之前的预测性维护中是有用的。由于电容估计可以在转换器操作期间重复进行，所以该方法还使得控制系统例如dc链路电压控制器能够自适应调节。对于通常的并网转换器例如太阳能逆变器，或者对于马达驱动器的有源前端整流器，该方法可以被容易地实现。不需要任何硬件修改，而是仅要求转换器控制软件的微小变化。

附图说明

下文中，将参照附图借助于优选实施方式来更加详细地描述本发明，在附图中：

图1示出了并网转换器的等效电路的示例性功率流图；

图2示出了可以对其应用根据本公开内容的方法的激励信号的电压源转换器的示例性控制系统；

图3a和图3b示出了具有不同大小和长度的两个或三个脉冲的两个示例性激励信号；以及

图4示出了根据本公开内容的在电压源转换器的正常操作期间的示例性激励信号。

具体实施方式

本公开内容描述了用于估计三相电压源转换器的dc链路的电容的方法。电压源转换器可以被配置成例如从dc源供给电网。

电压源转换器包括用于响应于控制参考来控制dc链路的功率流的装置。在本文中，dc链路的功率流(简称为dc链路功率流)表示流向dc链路的第一功率与从dc链路流出的第二功率之间的差。

图1示出了三相并网转换器的示例性等效功率流图。图1中的转换器10包括dc侧连接11、dc链路12、半导体桥14、电网侧滤波器16以及ac侧连接17，其中，转换器10通过ac侧连接17连接至电网18。图1示出了与功率流相关联的电压、电流和功率。正的功率方向被选择为对应于以逆变器模式(即，将dc功率转换成ac功率)操作的转换器的功率流。在图1中，外部功率pdc通过dc侧连接11供给dc链路12，从而充当流向dc链路12的第一功率。在图1中，外部功率pdc由dc电源13提供。dc电源可以是例如一个或更多个太阳能电池板。例如，可以如下来计算外部功率pdc：

pdc＝udcidc，(1)

其中，udc是dc链路电压，并且idc是外部dc电源的直流电流。dc侧转换器功率psw(充当第二功率)从dc链路流向半导体桥14。半导体桥14可以是包括例如半导体开关的逆变器桥。转换器10使用半导体桥14将dc侧转换器功率psw转换成ac侧转换器功率pc。

假定图1中的量在开关周期内被取平均。复值空间向量用黑体符号来标记。转换器输出功率可以被计算为：

其中，为静止坐标系中的转换器电压以及为静止坐标系中的转换器电流，以及uc和ic为同步坐标系中的对应量。复共轭用上标*来表示。例如，dc侧转换器功率psw与ac侧转换器功率pc之间的关系可以表示为如下：

psw＝pc+pl，(3)

其中，pl表示在半导体桥14中所引起的转换损耗。

在一些应用中，可能不能测量转换器电压因此可能无法直接利用等式(2)。然而，可以基于用于电压源转换器的调制器的电压参考和电压源转换器的输出电流来计算ac侧转换器功率pc，例如：

其中，ts为采样时间，并且由于控制算法的有限计算时间而考虑一个采样延迟

dc侧转换器功率pc通过电网侧滤波器16被提供给电网18。在图1中被馈送到电网中的功率为pg。

dc链路电压的动态可以被定义为如下：

其中，cdc为电容，isw为从dc链路至半导体桥的电流。通过在等式(5)的两侧乘以dc链路电压udc，可以得到以下电容器电能动态：

其中，

表示在电容器中所存储的电能，pdc-psw表示dc链路的功率流。在积分形式中，在观测时段0≤t≤te期间的电能w可以表示为dc链路功率流的积分：

w(t)＝∫[pdc(t)-psw(t)]dt+w0，(8)

其中，w0是在观测时段开始时(t＝0)电容器中所存储的初始电能。

在观测时段0≤t≤te期间，可以假定图1中充当第一功率的外部功率pdc(t)在初始外部功率电平pdc0处保持不变(即，pdc(t)＝pdc0)。初始外部功率电平pdc0表示在观测时段开始时(t＝0)外部功率pdc(t)的电平。另外，dc链路电容器12的功率损耗可以忽略不计，使得初始电平pdc0对应于dc侧转换器功率psw(t)在观测时段开始时的初始功率电平psw0(即，pdc0-psw0≈0)。从而，外部功率可以写为pdc(t)≈psw0。换言之，可以使用第二功率的初始电平作为用于近似恒定的第一功率电平的基础。此外，考虑等式(2)，外部功率变为pdc(t)＝pc0+pl0，其中，pc0表示ac侧转换器功率的初始电平，pl0表示半导体桥的功率损耗的初始电平。然后，结合等式(2)，可以将电容器的电能w写成：

w(t)＝∫[pc0+pl0-pc(t)-pl(t)]dt+w0(9)

此外，假定转换器损耗在观测时段0≤t<te期间是恒定的(即，pl(t)＝pl0)，则可以将等式(9)简化成：

w(t)＝∫[pc0-pc(t)]dt+w0，(10)

其中，pc0可以被认为是流向dc链路的第一功率的近似，pc(t)可以被认为是从dc链路流出的第二功率的近似。

为了识别电容，可以引入电能差项δw＝w-w0。根据(7)获得的电能差为：

其中，udc0表示在观测时段开始时(t＝0)的初始电容器电压。同时，积分式(10)直接给出：

δw(t)＝∫[pc0-pc(t)]dt(12)

结合(11)和(12)，电能差表示为线性等式：

基于等式(13)，可以确定电容cdc。然而，为了具有用于电容的有意义的值，可能必须使电容器的功率流发生变化。为了控制功率流的暂时变化，可以生成具有多个功率流电平的激励信号，并且该激励信号可以暂时用作控制参考。

在观测时段期间，激励信号引起dc链路功率流的暂时变化。可以监测由功率流的暂时变化引起的对dc链路电压的电压响应，并且可以计算由功率流的暂时变化引起的dc链路中所存储的电能的变化。

监测电压响应可以包括：在观测时段期间对dc链路电压进行采样以确定电压响应。可以基于电压响应来形成数据点的第一集合y(k)。例如，第一集合y(k)中的每个数据点可以表示所采样的dc链路电压的平方与dc链路电压在观测时段开始时的初始值的平方之间的差。在dc链路中存储的电能的变化的计算可以包括：计算在观测时段期间的功率流的值。可以基于所计算的值来形成数据点的第二集合x(k)。第二集合x(k)的每个数据点可以表示所计算的dc链路的功率流的值的积分。

第一集合的每个数据点可以被耦合到第二集合的数据点。因此，第一集合中的每个数据点可以具有第二集合中的在同一时刻采样的数据点。可以基于第一集合和第二集合对电能差进行建模。例如，可以使用下面的离散时间模型：

y(k)＝βx(k)+v(k)，(14)

其中，数据点的第一集合y(k)为：

x(k)是数据点的第二集合，k是离散时间索引，β＝1/cdc是模型参数。v(k)中包括测量噪声。

第二集合的计算可以取决于该应用。在图1中，假定外部功率在观测时段期间具有恒定的预定值。可以通过使用以下简单的欧拉近似、基于采样数据来表示、计算输入信号x的积分：

x(k+1)＝x(k)+ts[pc0-pc(k)]，(16)

其中，ts是离散模型的采样时间。例如，可以基于输出电压或用于调制器的电压参考以及电压源转换器的输出电流来计算ac侧转换器功率pc的值。

虽然讨论了图1中的与从dc链路流向电网的功率流相关的示例，但是根据本公开内容的方法可以用在功率流为相反方向的应用中。此外，该方法不限于假定恒定功率流过转换器的dc侧连接的应用。事实上，通过dc侧连接和ac侧连接的功率可以在根据本公开内容的方法的操作期间是非恒定的。等式(13)中的积分项x(t)可以以更一般的形式呈现为dc链路的功率流的积分。例如，可以如等式(8)所述来计算该积分。以此方式，可以将外部功率的可能变化考虑到所述识别中。例如，在外部非恒定的dc源供给逆变器的情况下，可以基于dc链路的电压和dc源的电流来计算流向dc链路的第一功率。

在观测时段期间，电压响应和在dc链路中存储的电能的变化可以存储在存储器中。例如，电压响应可以以dc链路电压的样本的形式被存储。用于确定在dc链路中存储的电能的变化的所测量/所估计的电气量(例如，输出电流和输出电压)的对应样本也可以存储在存储器中。在观测时段之后，可以基于所存储的样本来计算第一集合和第二集合。可替选地，可以基于在观测时段期间的每个采样值来直接计算第一集合的数据点和第二集合的数据点，并且所计算的第一集合的数据点和第二集合的数据点可以存储在存储器中。

在已经确定了电压响应和在dc链路中存储的电能的变化之后，可以基于电压响应和电能的变化来估计dc链路的电容。例如，估计dc链路的电容可以包括：计算第一集合y(k)与第二集合x(k)之间的线性回归；以及基于所计算的线性回归来确定dc链路的电容。例如，可使用最小二乘法来计算线性回归。例如，可以根据等式(4)、(15)和(16)来计算用于最小二乘估计过程的输入信号和输出信号，即数据点的第一集合y(k)和第二集合x(k)。

可以预先处理第一集合y(k)和第二集合x(k)。例如，可以去除第一集合y(k)和第二集合x(k)的平均值以实现更准确的估计。例如，可以如下计算平均值：

其中，n是所收集的样本的数目。减去平均值的经更新的第一集合y(k)和第二集合x(k)分别为和

可以通过普通最小二乘法来估计参数β＝1/cdc。回归问题可以以向量形式表示为如下：

y＝βx+v，(18)

其中，y＝[y’(1)，...，y’(n)]^t表示减去了其平均值的经更新的第一集合，x＝[x’(1)，...，x’(n)]^t表示减去了其平均值的经更新的第二集合，以及v＝[v(1)，...，v(n)]^t是残差向量。可以利用最小二乘法来获得使残差平方和最小的参数估计如下所示：

则电容估计为

在等式(19)中，在所呈现的线性回归中的因变量是第一集合y，解释变量是第二集合x。然而，可替选地，可以反过来选择数据集合的作用。然后，回归问题变为x＝cdcy+v′，其中，v'是残差向量，并且通过最小二乘方法来给出电容估计：

图2示出了可以对其应用根据本公开内容的方法的激励信号的电压源转换器的示例性控制系统。图2中的转换器的功率流对应于图1的功率流。在图2中，电压转换器是三相转换器，其包含dc链路20、逆变器桥21以及将转换器连接至电网23的电网侧滤波器22。调制器24基于调制电压参考来控制逆变器桥21中的半导体开关。

图2中的转换器还包括控制系统，所述控制系统充当用于控制功率流的装置。控制系统执行级联的电压源控制25和电流控制26。图2中的电压控制25包括dc电压控制器25a，该dc电压控制器25a控制dc链路20的测量电压udc以对应于dc链路电压参考udc,ref。dc电压控制器25a产生有功功率参考pref。然后电流参考计算单元25b基于有功功率参考pref来计算输出电流参考ic,ref。另外，参考计算单元25b还可以具有无功功率参考qref作为输入。

图2中的电流控制26包括电流控制器26a，电流控制器26a基于输出电流参考ic,ref来控制转换器的输出电流电流控制26产生用于调制器24的调制电压参考例如，电流控制26可以在面向电网电压的同步参考系中实现。在图2中，电流控制26包括第一转换单元26b，该第一转换器单元26b用于将调制电压参考从同步参考系转换至调制器的静止参考系。该同步参考系与电网电压同步旋转。电流控制26还包括第二转换单元26c，该第二转换单元26c用于将所测量的输出电流从静止参考系转换至电流控制器26的同步参考系。例如，可以通过使用锁相环或无传感器方法来实现对电网电压的同步。

在图2中，为了估计电容cdc，通过使转换器电流参考为ic,ref＝ie来干扰dc侧转换器功率pc，其中，ie是激励信号。在图2中，激励信号单元28生成激励信号ie。可替选地，激励信号ie可以用于暂时替换功率参考pref。在激励信号的馈送期间，使dc电压控制器25a旁路，并且转换器在电流控制(或功率控制)模式下操作。

可以选择激励信号，使得其在经更新的第一集合y'和经更新的第二集合x'中引起可观测的变化。另外，由激励信号引起的变化可能显著地大于由包括噪声的测量误差引起的变化。例如，激励信号可以是多正弦波信号或伪随机二进制信号。在一个实施方式中，使用基于矩形脉冲建立的简单信号。图3a和图3b示出了具有不同尺寸和长度的两个或三个脉冲的两个示例性激励信号。在图3a和图3b中，激励信号ie的直流分量ied发生变化，从而有效地改变了转换器的有功功率。激励信号的偏置值ie0＝ied0+jieq0可以被选择为与在观测时段开始时发起激励信号之前的初始操作点ic0＝icd0+jicq0匹配。

激励信号ie可以被选择为传输操作点周围的零平均值电能差δw。在图3a中，两个脉冲信号在激励信号ie的直流分量ied的初始操作点icd0的相对侧上限定了面积相等的两个区域a1和a2。脉冲长度(即，t1-t0和t2-t1)和幅度(即，ie1和ie2)可以被选择为满足面积条件并且引起x'和y'的可观测的变化。在图3b中所示的三脉冲信号的情况下，通过激励限定的相对于偏置电平icd0的区域a1、a2和a3的总和可以为零(即，a1-a2+a3＝0)以保持电能差的平均值为零。

图4示出了根据本公开内容的在电压源转换器的正常操作期间的示例性激励信号。转换器是具有12.5kva额定功率的三相并网电压源转换器。图4中的顶部曲线图用虚线示出了转换器的输出电流参考的直流分量icd,ref以及用实线示出了ac侧的输出功率pc。直流分量icd,ref和输出功率pc被示出为标幺值(p.u.)，即，分别示出为额定电流的百分比和功率的百分比。在图4中的激励信号之前(和之后)，转换器向电网馈送5kw的功率，并且直流分量为10a。

中间曲线图以标幺值示出了转换器的相电流。底部曲线图示出了dc链路电压udc对激励信号的电压响应。在图4中，在时刻0处施加激励信号。通过激励信号的驱动，电流参考的直流分量icd,ref首先从其初始电平上升5a。然后直流分量icd,ref下降至初始电平以下的电平7.5a。因此，引起dc链路电压的可观测的变化，如图4的底部曲线图中所示。根据本公开内容的方法不限于上述的电流参考电平。根据应用及应用中的噪声水平，可以使用较小或较大幅度的激励信号。

例如，根据本公开内容的方法可以用于监测电压源转换器的dc链路的状况。这样的监测方法可以包括：通过使用根据本公开内容的估计方法来估计dc链路的电容；以及基于所估计的电容来确定dc链路的状况。例如，该监测方法可以通过使用根据本公开内容的估计方法来确定所估计的电容的初始值，并且将初始值存储至存储器。该监测方法然后可以通过使用所述估计方法来(定期地)检测所估计的电容的当前值，并且将当前值与初始值进行比较。如果该当前值与初始值的差超过所设置的限值，则可以发出通知。例如，该通知可以指示故障或在故障之前更换电容器的适当时间。

如果在状况监测中使用电容估计，则还可以考虑在估计期间电容器的温度，这是因为电容值可能高度依赖于温度。除了状况监测以外，所估计的电容值还可以在自适应控制调节中有用。

在多驱动器系统中，多个逆变器可以连接至公共dc链路，并且有源前端整流器可以调节dc链路电压。在这些系统中，如果连接至公共dc链路的逆变器数目变化，则dc链路的电容可能显著变化。该变化的电容会改变系统动态，并且可能引起dc链路电压控制和系统稳定性的麻烦。因此，dc链路电容的实时估计可以非常有利于实现控制器参数的调整。

本公开内容还描述了一种用于估计三相电压源转换器的dc链路的电容的设备，该三相电压源转换器包括用于控制dc链路的功率流的装置。该设备包括用于实施根据本公开内容的方法的装置。例如，电压源转换器可以充当用于估计电容的设备。例如，根据本公开内容的估计方法可以在电压源转换器的控制单元上实现。控制单元可以包括充当用于实施根据本公开内容的方法的装置的计算装置，如处理器、fpga或asic以及存储器。

电压源转换器或其控制单元可以进一步实现用于监测dc链路的状况的控制系统。例如，监测系统可以实现如上所述的监测方法。

对于本领域技术人员将明显的是，随着技术的进步，本发明构思可以以各种方式来实现。本发明及其实施方式不限于上述示例，而是可以在权利要求的范围内变化。