双向电源变换器的制作方法

发明所属领域

本专利公开了电源变换领域里的一项发明，更具体地说是一类能够允许电能双向流动的隔离型电源变换器的电路结构和操作方法。该双向电源变换器在电源的初级和次级各使用单级开关电路即能够完成双向电源变换所需要的全部功能，实现高效率、低成本的交流-交流和交流-直流之间的双向电源变换，而且能够同时对交流端完成功率因数调整的功能。

相关领域的描述

随着日益迫切的环境保护的需求人们越来越广泛地要求在各个领域使用绿色能源。各种再生能源的应用和多种能源之间的联网成为亟需发展的领域，在发展这些技术的同时发电设备、用电设备和电能转换装置的工作效率、零件和材料消耗以及设备的成本等也成为日益关注的课题。本专利申请既是在这样的前提下提出了一种在交流和直流接口的多种组合情况下能够灵活地允许电能进行双向流动的电源变换器，而且在电源的初级和次级只需要使用所公开的单级电路结构即能够完成电源转换所需要的所有功能，为市场提供了一种高效率、低成本、小体积的电源转换解决方案。

在多能源互联网的应用中交流-直流之间的双向电源转换是比较常见的情况，而且在多数情况下为了满足安全性的要求需要在被转换的电源之间提供绝缘隔离，图1描述了这样一种典型的双向交流-直流电源变换器。如图所示，电路右边是直流侧，使用传统的全桥电路，当能量从右向左流动时，电路进行全桥开关操作，把直流能量转换为高频交流信号通过变压器传输到左侧，当能量需要从左向右流动时，该全桥电路工作在同步整流状态，把变压器传输过来的高频交流信号整流为直流输出。在左边的交流侧电路包含由LA、LB、Q1A、Q1B、Q2A和Q2B所组成的PFC电路和Q3A、Q3B、Q3C和Q3D所组成的全桥电路。在工作过程中变压器TF1两边的两个全桥电路通过变压器的耦合提供双向的直流电源转换，而由LA、LB、Q1A、Q1B、Q2A和Q2B所组成的PFC电路在能量从交流端流向直流端时提供升压式的PFC功能，把交流输入转换成高于交流峰值的直流电压向双向直流电源转电路供电，而当能量从直流端向交流端流动时，PFC电路的功能转变为降压式的直流到交流变换器，把双向直流电源转换电路所输送过来的直流能量转换成交流能量，向交流端输出和端电压同频同相的正弦电流。很显然这一传统电路所使用的电子开关器件数量比较多，而且还需要使用电感，电源的变换经过三级开关电路的操作完成，所以操作过程中的导通损耗和开关损耗会比较大，系统成本也比较高。

本发明的总结

本发明所公开的交直流双向电源变换器通过一类新型的电路拓扑和新型的开关操作控制方法，能够使用比较简单的电路结构和交流端直接连接，通过软开关操作实现双向交流-直流变换或双向交流-交流变换功能，而且在实现变换的同时完成交流侧的功率因数调节功能，为多能源互联网提供了一种结构简单、高效率、低成本的解决方案。

附图说明

图1 描述了一种传统的隔离式双向交流-直流电源变换器电路。

图2 描述了本发明所公开的一种双向交流-直流电源变换器的原理电路和操作波形。

图3 描述了图2所公开的双向交流-直流电源变换器的另一种操作方法和操作波形。

图4 描述了本发明所公开的另一种双向交流-直流电源变换器的原理电路和操作波形。

图5 描述了图4所公开的双向交流-直流电源变换器的另一种操作方法和操作波形。

图6 描述了使用模块式双向交流-直流电源变换器组成多路串并联电源结构的系统组成方法。

图7 描述了本发明所公开的一种双向交流-交流电源变换器的原理电路和操作波形。

图8 描述了本发明所公开的另一种双向交流-交流电源变换器的原理电路和操作波形。

图9 描述了使用模块式双向交流-交流电源变换器组成多路串并联电源结构的系统组成方法。

发明的详细描述

图2(A)描述了本案所公开的双向交流-直流电源变换器的一个电路例子，在单相输入的情况下使用单级变换电路直接实现功率因数调节和隔离型直流电压变换的电路结构。如图中所示，变换器电路的左半边为交流侧，有两条开关桥臂，每条桥臂分别由两个N型MOSFET电子开关管Q1、Q2和Q3、Q4串联组成，上管的源极和下管的漏极相连接形成开关节点；变压器TF1的初级绕组510和谐振电容C3串联后跨接在两个开关节点之间；交流电源的两个端口AC1、AC2不通过整流桥直接连接到两个桥臂的上管Q1和Q3的漏极，交流滤波电容C1接在AC1和AC2之间，两个桥臂的下管Q2和Q4的源极则直接连接在一起；变换器电路的右半边为直流侧，变压器TF1的次级绕组520经过和电容C4串联后和一个全桥电路连接，全桥电路由Q5，Q6，Q7，Q8组成，Q5和Q6以及Q7和Q8形成两条桥臂，次级绕组520和电容C4所形成的串联回路接在两条桥臂中间的开关节点之间，两条桥臂的上端，也即Q5和Q7的漏极连接在一起作为全桥电路的正电压端，两条桥臂的下端，也即Q6和Q8的源极连接在一起作为全桥电路的负电压端，直流滤波电容C2接在全桥电路的正电压端和负电压端之间做直流滤波。

图2(B)和图2(C)概念性地描述了在能量从交流端向直流端传输时的两种不同的电路开关操作波形，其中VG1、VG2、VG3、VG4分别为其所对应的交流侧的电子开关管的门极控制信号波形。在图2(B)所描述的操作波形中两个上管Q1和Q3同时导通，两个下管Q2和Q4也同时导通而且和Q1、Q3的开关操作成互补状态，也即当Q1和Q3导通时Q2和Q4截止，当Q1和Q3截止时Q2和Q4导通。在实际操作中上管和下管交换开关状态时插入一个死区时间以防止由开关管关断延迟时间而引起的瞬时短路现象。死区时间的设定原则是在上一个半周导通开关的门控信号由高变低时，下一个半周要导通的开关的门控信号在延迟了一个死区时间后才由低变高。此概念为本领域中的专业人士所熟知，所以在图2(B)的操作波形中死区时间没有表示出来，以使得操作原理波形更清晰易懂。

图2(B)所描述的电路的开关操作频率范围通常为几十千赫到几百千赫，远高于输入交流的工频频率，故尔从AC1和AC2两端输入的工频交流电压对于电路的开关操作而言相当于幅值和极性在缓慢变化的直流信号。当上管Q1和Q3导通时变压器TF1的初级绕组510受到和AC1、AC2输入的电压极性相应的激励。当Q1、Q3关断而Q2、Q4导通时，电容C3通过Q2、Q4对初级绕组510进行放电，使初级绕组510受到反方向的激励，整个周期的过程和半桥电路的操作相似。因为从AC1和AC2两端输入的电压在每半周期内对电路的开关操作而言相当于幅值缓变的直流，C3两端的电压能够始终跟随输入电压的变化而且平均值保持在输入电压幅值的一半左右，使得变压器TF1的初级绕组510得到和电路开关操作频率一致的对称交流激励。当输入工频电压的极性转换到另一个半周时，C3两端的电压极性也会通过电路的开关操作随着输入电压的极性转换，电路的半桥操作的极性也随之转换。这样只要按照图2(B)所示的波形来控制电路的操作，电路就会维持在半桥操作状态，而且变压器TF1的初级绕组的激励电压和C3两端的电压极性会随着工频交流输入的极性而自动改变。当输入电压的AC1端口为正时，C3两端的电压为左正右负；当输入电压的AC2端口为正时，C3两端的电压为左负右正。变压器的初级绕组的激励电压和四个电子开关的操作相对应的极性也随着自动改变，这样在不使用整流桥的情况下，直接把工频交流输入转换成对称的高频激励信号来驱动变压器TF1的初级绕组。

在图2(B)所示的操作波形中Q1、Q3和Q2、Q4都工作在接近开关周期的50％的最大占空比状态，通过改变电路的工作频率来调节输出电压。在工作过程中变压器初级绕组和C3形成一个串联谐振回路，其谐振频率主要由初级绕组510的电感参数、C3的电容量和次级负载通过变压器反射到初级的等效阻抗来决定。电路的工作频率一般在高于该谐振频率的区间变化，这样使得谐振回路的阻抗始终处于电感性状态，从而维持稳定的软开关操作。该操作原理为本领域中的专业人士所熟知，所以在此不再详述。在操作过程中当工作频率由高向低越接近回路的谐振频率时，电路的电压增益就越高；反之当工作频率增高而离谐振频率越远时，电路的电压增益就越低。所以当需要增加输出电压和电流时电路的工作频率就向低端移动，而当需要减小输出电压和电流时电路的工作频率就向高端移动。利用这一频率增益特性显著优点是能够在保持最大占空比的情况下使得输出电压和电流的幅值随着操作频率变化，在输入电压的幅值变化的情况下通过调节电路的操作频率来使得输入电流Iac的包络线跟随输入电压的正弦波形同步变化，在调节输出电压的同时实现功率因数调整(PFC)的功能。

上述频率增益调节特性的优点在输入电压接近过零区间时尤其显著，由于输出电容C2上所存在的直流电压，当输入电压接近过零区间的时候，变压器次级绕组520的输出电压可能低于C2的电压而无法产生有效的输出电流，造成在输入电压过零区附近输入电流不能够准确地跟随输入电压的波形。在这种情况下利用频率增益调节特性能够通过频率调节提高电压增益，把变压器次级绕组的电压幅值提升到直流输出电压的水平而保持输出电流流通，从而使得输入电流Iac的包络线在宽范围内能够跟随输入电压的正弦波形同步变化，把输入电流在输入电压过零区间附近无法准确跟随输入电压波形的范围压缩到很小，能够使功率因数在正常工作情况下达到不低于0.96的水平。这是在本发明中使用谐振式半桥电路而不使用脉宽调制式半桥电路的主要原因，另一个原因是电子开关在谐振式半桥电路的操作中能够在全工作范围内实现软开关操作，其原理为众所周知，所以不再赘述。

在实际应用中当输入电压非常接近零的时候，通过频率增益调节特性所能够达到的最大电压增益可能仍然无法把变压器次级绕组的电压幅值提升到直流输出电压的水平而保持输出电流流通，使得在输入电压非常接近零时输入电流仍然无法准确跟随输入电压波形，功率因数无法达到0.99的水平，针对这种情况本发明对直流侧的全桥电路操作进一步采用了独特的控制方法，使得在输入电压非常接近零时输入电流仍然能够准确地跟随输入电压波形，从而使功率因数达到不低于0.99的水平，其操作方法详述如下。

直流侧全桥电路的操作控制波形如图2(B)中的VG5，VG6，VG7，VG8所描述。从图中可见，全桥电路的操作控制波形交流测的开关操作是同步的，大部分时间是在进行同步整流的操作，只有在交流输入电压过零点时通过脉宽调节转换为升压操作。如图2(B)所示，在输入交流电压的正半周，也即AC1为正极性的半周区间，Q1和Q3导通时，变压器次级绕组520的输出电压为上正下负，这时Q5和Q8导通，次级绕组的输出通过Q5和Q8向输出端提供电流；而当Q2和Q4导通时，变压器次级绕组520的输出电压为下正上负，这时Q6和Q7导通，次级绕组的输出通过Q6和Q7向输出端提供电流.反过来在输入交流电压的负半周，也即AC2为正极性的半周区间，Q1和Q3导通时，变压器次级绕组520的输出电压为下正上负，这时Q6和Q7导通，次级绕组的输出通过Q6和Q7向输出端提供电流；而当Q2和Q4导通时，变压器次级绕组520的输出电压为上正下负，这时Q5和Q8导通，次级绕组的输出通过Q5和Q8向输出端提供电流。

从图2(B)所示波形也可以看出，在输入电压非常接近零时直流侧桥式电路的操作通过脉宽调制转变为升压操作，这是由于第[0011]小节所描述的情形，在输入电压非常接近零时通过频率增益调节特性所能够达到的最大电压增益仍然无法把变压器次级绕组的电压幅值提升到直流输出电压的水平而保持输出电流流通，使得在输入电压非常接近零时输入电流仍然无法准确跟随输入电压波形，所以本发明在这种情况下把桥式电路的同步整流操作通过脉宽调制转变为升压操作来提高电压增益以进一步保证输入电流仍然继续准确地跟随输入电压的波形变化，使得交流端的功率因数能够达到不低于0.99的水平。如图2(B)所示，在t1到t9区间由于输入电压非常接近零，Q5、Q6和Q7、Q8的操作波形通过脉宽的变化来产生建立次级绕组520的漏电感电流的回路，从而使电路操作通过漏电感电流的充放过程转变为升压模式。在t1至t3区间Q1和Q3导通时，变压器次级绕组520的输出电压为上正下负，但在升压操作模式下经过脉宽的变化把Q5和Q6的开关状态转换时间延后，使Q6和Q8有一个短时间的同时导通过程，这样就使得变压器次级绕组520中通过漏电感和Q6、Q8的通路建立起一个由上端向外流出的电流，当由此电流反射到初级绕组的电流在t2时刻达到所需要的正弦波形值时，Q6关断，Q5导通，这样次级绕组520漏电感中所建立起来的电流就会自动地产生一个上正下负的电压，和次级绕组中的感应电压叠加起来通过输出端、Q5和Q8维持电流的连续流动并把能量输送到输出端；在t3至t5区间Q2和Q4导通，变压器次级绕组520的输出电压为下正上负，在升压操作模式下Q6和Q8导通，变压器次级绕组520中通过漏电感和Q6、Q8的通路建立起一个由下端向外流出的电流，当由此电流在t4时刻达到所需要的电流幅值时，Q8关断，Q7导通，这样次级绕组520漏电感中所建立起来的电流就会自动地产生一个下正上负的电压，和次级绕组中的感应电压叠加起来通过输出端、Q7和Q6维持电流的连续流动并把能量输送到输出端。

上述操作原理也可以用其他不同的开关控制操作顺序来实现，例如在t1至t2区间利用Q5和Q7同时导通来建立电感电流，在t2至t3区间转换为Q5和Q8导通来提供次级绕组的续流通路，在t3至t4区间变为利用Q6和Q8同时导通来建立电感电流，在t4至t5区间转换为Q6和Q7导通来提供次级绕组的续流通路，其工作原理和操作效果完全一样，只是开关顺序和操作控制波形有所不同，具体原理操作波形如图2(C)所描述。从图2(B)和(C)中可以看出，两种操作方法所产生的控制波形都能够保持同一桥臂的电子开关Q5和Q6以及Q7和Q8始终处于互补的开关状态，也即一个导通，另一个截止，所以在开关状态转换时能够利用变压器绕组中的电感电流把将要导通的电子开关的源漏极之间的电压推到零，电子开关在这一时刻导通，从而实现零电压软开关操作。图2(B)和图2(C)中也描述了在交流输入负半周的操作波形。如图中所示，交流输入电压在t5时刻过零，在t5至t9区间为小的负值，在这个时段的操作波形采用同样的工作原理，通过脉宽调制进入升压操作来实现电流的持续流通，保证交流输入端的电流能够连续地跟随输入电压的正弦波形，只是次级绕组输出电压的极性和Q1、Q2、Q3、Q4的开关状态的对应关系和正半周输入时相反，工作原理完全相同，所以不再赘述。

交流测的电子开关Q1、Q2和Q3、Q4的操作也可以做进一步改进，改进后的操作波形如图3(B)所示。和图2(B)相比较，图3(B)中所示的操作波形在交流输入的正半周，也即AC1为正极性的半周区间，Q1和Q2保持和图2(B)相同的开关操作，而Q3和Q4则处于连续全导通状态。从图中的电压波形不难看出在输入正半周区间Q3和Q4的寄生二极管处于自然正偏置状态，所以Q3和Q4的连续全导通状态不影响电路的开关控制，而且又能够大大地降低电路的开关损耗。另一方面由于Q1和Q2的寄生二极管在输入正半周时处于自然反偏置状态，Q1和Q2的互补开关控制又使它们始终不会同时导通，所以Q3和Q4的连续全导通状态不会造成输入电压由于Q1和Q2的开关操作通过Q3、Q4形成短路的现象，当Q1导通时，变压器的初级绕组510通过Q1和Q3得到下正上负的激励，当Q2导通时，变压器的初级绕组510通过Q2和Q4得到上正上负的激励。同理，在交流输入的负半周，也即AC2为正极性的半周区间，Q3和Q4保持和图2(B)相同的开关操作，而Q1和Q2则处于连续全导通状态，其原理和效果和输入电压正半周区间的情形一样，故不再赘述。图2(A)和图3(A)中跨接在交流输入端的电容C1主要用来吸收开关电路操作时所产生的高频纹波，其电容量在工频频率下对功率因数的影响可以忽略不计。因为变压器TF1在图3(B)的操作波形控制下所得到的激励和图2(B)完全一样，其次级绕组520所产生的输出电压也完全一样，所以次级直流侧由Q5、Q6和Q7、Q8所组成的全桥电路的操作控制也和图2(B)和(C)完全一样，其操作原理在[0012]至[0014]小节已有详述，这里不再重复。同时也请注意，在图2(B)和图3(B)中t0和t10时刻也是交流输入的过零点，直流侧全桥电路的操作控制也需要采用[0013]和[0014]所描述的升压操作方法，在本文中为了使波形图示清晰易懂，升压操作的控制波形在上述两个过零点没有进行描述，图中只使用了在t5时刻附近的波形来显示[0013]和[0014]所描述的升压操作方法。

图2(A)和图3(A)所示电路除了能够实现从交流侧到直流侧的电力转换，同时也能够实现从直流侧到交流侧的逆向电力转换，而且在进行直流侧到交流侧的逆向电力转换时所需要使用的操作控制波形和图2和图3中所描述的完全相同，所不同的只是在控制过程中所要控制的电流方向相反，例如在交流侧到直流侧的电力转换过程中交流侧的电流是流入交流端口，直流侧的电流是流出直流端口，而在直流侧到交流侧的逆向电力转换过程中交流侧的电流是流出交流端口，直流侧的电流是流入直流端口，在电路的操作控制过程中只要电流控制的方向按照需要设定，控制环路会自动调节电路的电压增益来满足电流控制的要求。

以图2(B)和(C)中的操作波形为例，在交流端的正半周，也即AC1为正极性的半周区间，当Q5和Q8导通时，变压器初级绕组510的电压为下正上负，这时Q1和Q3导通，电流从初级绕组510的下端经过C3、Q1和Q3流向AC1端口；当Q6和Q7导通时，变压器初级绕组510的电压为上正下负，这时Q2和Q4导通，初级绕组的电压通过Q2和Q4对C3向左正右负的方向充电；在下一个开关周期当Q5和Q8再次导通时，C3两端的电压和变压器初级绕组510的电压同极性叠加起来经过Q1推动流向AC1端口的电流。以此类推，在交流端的负半周，也即AC2为正极性的半周区间，当Q6和Q7导通时，变压器初级绕组510的电压为上正下负，这时Q1和Q3导通，电流从初级绕组510的上端经过Q3、Q1和C3流向AC2端口；当Q5和Q8导通时，变压器初级绕组510的电压为下正上负，这时Q2和Q4导通，初级绕组的电压通过Q2和Q4对C3向右正左负的方向充电；在下一个开关周期当Q6和Q7再次导通时，C3两端的电压和变压器初级绕组510的电压同极性叠加起来经过Q3和Q1推动流向AC2端口的电流。在上述过程中电路根据电流控制的需要通过改变开关操作的频率来调节电压增益，使得输出电流Iac的包络线跟随交流端口所需要的正弦波形同步变化，而且在操作过程中始终保持谐振式软开关的工作特性，其工作原理在[0009]节已有详述，所以不再重复。

在交流端口的正弦电压波形接近过零点时，由于电压幅值非常小，通过频率增益调节特性所能够达到的最小电压增益可能无法把变压器初级绕组的电压幅值降低能够使输出到交流端口的电流准确跟随所需要的正弦波形，在这种情况下电路操作仍然可以使用图2和图3中所描述的在t1至t9时段的操作波形通过脉宽调制来扩展电压增益的调节范围以满足交流输出电流准确跟随所需要的正弦波形变化的要求。以t1和t2之间的波形为例，在这一区间直流侧的电子开关Q5和Q7以及Q6和Q8处于同一开关状态，在这种情况下变压器次级绕组520的激励电压为零，使得绕组所接受的激励电压脉宽变窄，从而有效地降低了电压增益来满足交流输出电流连续跟随正弦波形控制的要求，使得交流侧的功率因数接近于1。在这个意义上上述的操作波形和交流侧到直流侧的电力转换过程中所起的作用正好相反，因为在交流侧到直流侧的电力转换过程中在t1和t2区间次级绕组520由于从初级绕组耦合过来的电压的存在，Q5和Q7或者Q6和Q8同时导通时次级绕组520形成短路，进而通过漏电感建立起感性电流来达到对直流输出的升压作用，通过电压增益的提高来满足交流输入电流连续跟随正弦波形控制的要求而同样达到交流侧的功率因数接近于1。上述操作在工作过程中通过控制电路能够和[0017]所描述的谐振式软开关操作平滑地连接起来，由于在整个工作过程中所有桥臂的上下两个电子开关的状态转换始终为互补状态，所以在整个过程中都能够实现软开关操作。

以上所公开的在交流侧和直流侧分别只使用单级变换电路来实现具有PFC功能和软开关操作特性的双向电源变换器也能够使用图4所描述的电路来实现。由图可见，图4(A)中的直流侧电路和图2、图3中的完全一样，但交流侧的电路改为具有双向阻断能力的半桥电路。如图所示，Q1和Q3以及Q2和Q4分别组成两个背靠背的双向电子开关然后连接成一条桥臂，电容C1和C3串联后跨接在交流端口AC1、AC2之间，变压器的初级绕组510的两个端口则跨接在桥臂的中间节点和C1、C3的中间节点之间，绕组的电感参数和C1、C3的等效并联电容形成串联谐振电路。由于半桥的两个电子开关具有双向阻断能力，C1和C3也使用无极性电容，所以这样组成的电路在交流端口AC1和AC2的两种极性的情况下都能工作。图4(B)和图4(C)描述了该电路的操作波形。和图2(B)和图2(C)相比较，可以看出图4(B)和图4(C)操作控制波形和图2电路完全一样，由Q1和Q3组成的电子开关以及Q2和Q4组成的电子开关交替导通对变压器的初级绕组510产生对称的高频激励，在交流端口AC1为正时，直流侧Q5和Q8的导通和Q1、Q3的导通相对应，Q6和Q7的导通和Q2、Q4的导通相对应，而在交流端口AC2为正时，直流侧Q6和Q7的导通和Q1、Q3的导通相对应，Q5和Q8的导通和Q2、Q4的导通相对应。同样，在双向电源变换过程中电路的操作在正常情况下使用谐振式软开关操作，通过开关频率的改变调节电压增益来使得交流侧电流波形能够精确地跟随所需要的正弦电压波形；而在交流端口的正弦电压波形接近过零点时，通过直流侧电子开关Q5、Q6、Q7和Q8的脉宽调制来保证交流侧电流波形仍然能够精确地跟随所需要的正弦电压波形，其工作原理的电路操作波形和图2电路完全一样，在以上章节中已做了详细描述，所以不再赘述。

同样，图4(A)所示的原理电路也可以采用图3(B)和图3(C)所描述的操作波形，图5显示了原理电路和相应的操作波形以便于对照分析。如图5(B)和(C)的操作波形所示，在交流端口的正半周，也即AC1为正极性的半周区间，Q3和Q4处于连续全导通状态，只有Q1和Q2做相互交替的谐振式软开关操作；而在在交流端口的负半周，也即AC2为正极性的半周区间，Q1和Q2处于连续全导通状态，只有Q3和Q4做相互交替的谐振式软开关操作。在这样的开关操作方法下对变压器TF1所产生的激励信号和图4所示的操作方法所产生的完全相同，在实现具有PFC功能和软开关操作特性的双向电源变换功能的同时，减少了电路的开关状态转换次数，进一步降低了电路的开关损耗。

以上由图2、图3、图4和图5所描述的双向电源变换器可以做成标准单元模块，在大电流或者高电压的应用中组成积木式结构，在大电流一侧使用并联结构，而在高电压一侧使用串联结构来扩展系统的电流、电压和功率容量，图6描述了根据这一概念所组成的几种典型的系统结构例子，图6(A)所描述的是交流侧串联，直流侧并联的结构方式，图6(B)所描述的是交流侧并联，直流侧串联的结构方式，图6(C)所描述的是交流侧串联，直流侧串联的结构方式，图6(D)所描述的是交流侧并联，直流侧并联的结构方式。图6中所示均以两个单元模块为例，多个模块的应用结构不难以此类推，所以这里不再赘述。

以上描述的双向交直流电源变换器经过改进能够进一步扩展到双向交流-交流电源变换的领域，图7(A)描述了一个这样的电路结构。和图2(A)相比较，图7(A)中的电路把图2(A)电路中右边直流侧的全桥电路换成了和左边交流侧一样的交流变换电路，这样就使得右侧的两个端口也能够允许交流电流的双向流动。图7(B)和图7(C)描述了电路的原理操作波形，由于电路执行的是双向交流变换功能，左边和右边的变流电路都采用前文所描述的交流变换操作波形。在图7(A)的电路中左右两边的电压极性安排是左边的AC11端口和右边的AC21端口同相，左边的AC12端口和右边的AC22端口同相，按照这样的相位关系在图7(B)的操作波形中Q1、Q3的开关操作和Q5、Q7的开关操作同频同相，Q2、Q4的开关操作和Q6、Q8的开关操作同频同相。在交流能量从左向右流动的操作中，在正半周，也即AC11端为正时，当Q1和Q3导通，变压器次级绕组520的感应电压为上正下负，此时Q5和Q7也同时导通，向AC21端口输出正电压，当Q2和Q4导通时，变压器次级绕组520的电压为下正上负，这时Q6和Q8导通，次级绕组的电压通过Q6和Q8对C4向左正右负的方向充电，在下一个开关周期当Q1、Q3和Q5、Q7再次导通时，C4两端的电压和变压器次级绕组520的电压同极性叠加起来经过Q5和Q7的导通向AC21端口输出正电压；反之，当AC12端为正时，上述的开关操作时序使电流流向右侧的AC22端口，向AC22端口产生正电压输出。同理，在交流能量从右向左流动的操作中，上述的开关操作过程也同样会使交流电流按照图7(A)所设计的极性关系从AC21、AC22端口流向AC11、AC12端口，在操作过程中只须把电流的方向按照需要的控制方向设定即可。上述开关操作也同样使用[0009]小节所描述的谐振式软开关操作，通过开关频率的改变调节电压增益来使得电流波形能够精确地跟随所需要的正弦电压波形。因为在交流-交流变换过程中输入端和输出端的电压、电流按照正弦波形同步变化，所以操作过程中电压变换增益变化的范围不需要太宽，在交流正弦波形过零点附近不需要引入[0013]和[0018]小节所描述的脉宽调制方法，整个波形范围只需要使用最大占空比的谐振式软开关操作即能够保证电流波形精确地跟随所需要的正弦电压波形。

同样，图7(A)所示的原理电路也可以使用图7(C)所描述的控制波形进行操作，和图7(B)的操作波形相比较，在交流端口的正半周，也即AC11和AC21为正极性的半周区间，Q3、Q4和Q7、Q8处于连续全导通状态，只有Q1、Q2和Q5、Q6做相互交替的谐振式软开关操作；而在在交流端口的负半周，也即AC12和AC22为正极性的半周区间，Q1、Q2和Q5、Q6处于连续全导通状态，只有Q3、Q4和Q7、Q8做相互交替的谐振式软开关操作，在这样的开关操作方法下变压器TF1所接受的激励信号和图7(B)所示的操作波形所产生的效果完全相同，但在实现具有PFC功能和软开关操作特性的双向电源变换功能的同时，减少了电路的开关状态转换次数，进一步降低了电路的开关损耗。

图8描述了另一种双向交流-交流电源变换器的原理电路和操作方法。由图8(A)可见，电路左右两边的交流变换器都采用了图3(A)中左侧的双向半桥式变换电路，电路中左右两侧端口的电压极性关系也和图7所设定的一样，AC11端和AC21端为同极性，AC12端和AC22端为同极性，该电路的操作原理和相应的操作波形和图7电路完全相同，具体操作波形如图8(B)和图8(C)所示，电路操作过程以及转换功能和[0022]、[0023]所描述的相同，所以不再赘述。

图7和图8所描述的双向交流电源变换器也可以做成标准单元模块，在大电流或者高电压的应用中组成积木式结构，使用串并联结构来扩展系统的电流、电压和功率容量。图9描述了根据这一概念所组成的几种典型的系统结构例子，图9(A)和(B)所描述的是一侧串联，另一侧并联的结构方式，图9(C)所描述的是两侧都采用串联接线的结构方式，图9(D)所描述的是两侧都采用并联接线的结构方式。图9中所示均以两个单元模块为例，多个模块的应用结构不难以此类推，所以这里不再赘述。在上述系统中由于提供绝缘隔离的变压器工作在高频激励状态，其体积和重量只有传统的工频变压器的几十分之一，在设计、制造和散热等方面都具有极大的优势，能够成为现代能源网络系统中不可缺少的关键核心部件。

以上的描述和相关图示仅作为概念性例子来阐述本文所公开的发明原理。在实际应用中遵循同样的原理而采用其他不同的电路形式同样可以实现本发明所描述的功能和效果。因此本发明的应用在不违背其基本概念的情况下并不限于本文所描述的实现方法。为了叙述方便，本文中的电子开关采用N型MOSFET进行描述，在不违背本文所描述的原理的情况下使用其它类型的电子开关器件如IGBT、SIC(碳化硅)或GAN(氮化镓)等也能够实现本文所描述的电路功能，所以在实施过程中所采用的元器件也不限于本文所描述的类型。当所使用的电子开关是单向阻断器件而且没有内含反并联二极管时，在使用中需要外接反并联二极管为电感性电流提供瞬时续流通路。