一种新型交错图腾柱功率因数校正变换器的制作方法

本发明专利属于电力电子领域，尤其是涉及一种新型交错图腾柱功率因数校正变换器。

背景技术：

针对目前超高效的一次模块，前级采用图腾柱无桥功率因数校正电路，控制采用临界控制模式或者连续控制模式。采用临界控制模式，电感纹波电流较大，开关管的电流有效值也较大，所以功率密度和转换效率都受到限制，采用连续控制模式，晶体管的反向恢复严重影响转换效率，需采用成本更高的gan、sic等器件。

交错功率因数变换器采用耦合电感或自耦变压器后，虽然解决了现有技术转换效率和功率密度较低的问题，但是由于交错功率因数校正电路不可能做到完全对称一致，且控制电路也会有些不一致性，导致功率因数校正变换器存在一定的直流电流偏置，如果不加以解决，磁性元件将存在饱和的风险。

技术实现要素：

本发明专利的目的在于提供一种新型交错图腾柱功率因数校正变换器，解决目前交错功率因数校正变换器电路中存在的直流偏置电流导致磁性器件饱和的风险，同时达到高功率密度和转换效率的技术要求。

为了达到上述目的，本发明专利是通过以下技术方案来实现的：

一种新型交错图腾柱功率因数校正变换器，其特征在于，包括升压电感、自耦变压器、隔直电容、第一整流电路、第二整流电路、母线电容；

升压电感的两个后端各与所述自耦变压器的一个线圈一一对应连接，升压电感的前端连接至交流输入电网的一端；所述自耦变压器的两个后端分别与所述第一整流电路单独桥臂中间节点相连，所述第一整流电路包含两组两个同向串联的晶体管，且所述中间节点各位于所述两组两个晶体管之间，所述第一整流电路单独桥臂的两端分别与母线电容的两端相连；

所述隔直电容的一端与升压电感和自耦变压器的一个连接点相连，所述隔直电容的另一端与升压电感和自耦变压器的另一连接点相连；

所述交流输入电网的另外一端连接至第二整流电路的中间节点，所述第二整流电路包含两个同向串联的晶体管，且所述中间节点位于所述两个晶体管之间，所述第二整流电路的两端分别与母线电容的两端相连。

本发明的新型交错图腾柱功率因数校正变换器，由升压电感、隔直电容、自耦变压器、第一整流电路、第二整流电路组成了三态开关单元电路，以交流正半周工作情况举例，三种工作状态如下：q2、q4同时导通、q2、q4同时关断、q2、q4一组导通一组关断。在一个开关周期内，升压电感的纹波频率是开关频率的两倍，这样可以将电感量减少一半，提高功率密度。

进一步地，所述升压电感的每个绕组匝数相等。

进一步地，所述自耦变压器的每个绕组匝数相等。

进一步地，述升压电感的选择范围包括两个分立电感或一个含两绕组的电感。

进一步地，所述第一整流电路的晶体管采用半导体功率开关管，选择范围包括场效应管、igbt、sic、gan等半导体器件。

进一步地，所述第二整流电路的晶体管选择范围包括场效应管、sic、gan、igbt、二极管、桥堆等半导体器件。

进一步地，它还设有第三整流电路，第三整流电路包含两个同向串联的二极管，第三整流电路的中间节点位于所述两个二极管之间，所述交流输入电网的一端连接至第三整流电路的中间节点，所述第三整流电路的两端分别与母线电容的两端相连。

与现有技术相比，本发明所提供的功率因数校正变换器技术方案具有如下优点：由于隔直电容的存在，自耦变压器两个绕组通过隔直电容连接，解决了交错功率因数校正变换器中由于电路不一致性导致的偏磁风险；另一方面，变换器从结构上完全对称，可以有效减小系统中的差模噪声，对改善emi干扰有很大好处；升压电感采用耦合电感，还具有自动均衡交错电感电流的能力。

附图说明

图1是传统交错图腾柱功率因数校正变换器连接结构示意图。

图2是本发明实施例所提供的交错图腾柱功率因数校正变换器连接结构示意图。

图3是本发明实施例所提供的交错图腾柱功率因数校正变换器连接结构示意图的一种实施方案,。

图4是本发明实施例所提供的交错图腾柱功率因数校正变换器连接结构示意图的一种实施方案。

图5是本发明实施例所提供的交错图腾柱功率因数校正变换器连接结构示意图的一种实施方案。

具体实施方式

下面将结合附图及实施例对本发明专利做进一步说明，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

如图2所示，本发明实施例所提供的功率因数校正变换器具有隔直电容c1、升压电感l、自耦变压器t1、第一整流电路、第二整流电路、母线电容c2。升压电感l的选择范围包括两l个分立电感或一个含两绕组的耦合电感，升压电感l与自耦变压器t1绕组一一对应，升压电感的两个后端各与所述自耦变压器t1的一个线圈一一对应连接，升压电感l的前端连接至交流输入电网的一端；所述自耦变压器t1的两个后端分别与所述第一整流电路单独桥臂中间节点相连，所述第一整流电路包含两组两个同向串联的晶体管q1和q2、q3和q4，且所述中间节点各位于所述两组两个晶体管q1和q2之间及q3和q4之间，所述第一整流电路单独桥臂的两端分别与母线电容的两端相连。所述第一整流电路的晶体管采用半导体功率开关管，选择范围包括场效应管、igbt、sic、gan。

所述隔直电容c1的一端与升压电感l和自耦变压器t1的一个连接点相连，所述隔直电容的另一端与升压电感l和自耦变压器t1的另一连接点相连；

所述交流输入电网的另外一端连接至第二整流电路的中间节点，所述第二整流电路包含两个同向串联的晶体管q5和q6，且所述中间节点位于所述两个晶体管q5和q6之间，所述第二整流电路的两端分别与母线电容c2的两端相连。所述第二整流电路的晶体管选择范围包括场效应管、igbt、二极管、桥堆。

所述功率因数校正变换器还设有第三整流电路，第三整流电路包含两个同向串联的二极管d1、d2，第三整流电路的中间节点位于所述两个二极管之间，所述交流输入电网的一端连接至第三整流电路的中间节点，所述第三整流电路的两端分别与母线电容的两端相连。

以交流输入正半周为例，以下具体说明三种开关状态下的工作原理。

状态一：q2、q4的驱动电路相位差180°，当驱动电路的工作占空比大于0.5时，双向开关存在同时导通的情况，此时，自耦变压器的两个绕组被双向开关短路，交流输入直接对升压电感充电，电感电流上升。

状态二：当q2、q4处于一组导通、另一组关断的状态时，自耦变压器的两个绕组分别通过第一整流电路和第二整流电路与母线的正负端相连，两个绕组流过的电流相等，自耦变压器两个绕组压降分别为母线电压的一半。此时，升压电感、自耦变压器与一组双向开关导通相连的绕组与交流输入连接，该绕组上的电流回馈至交流输入；交流输入与升压电感、自耦变压器与另一组双向开关关断相连的绕组，通过第一整流电路、第二整流电路给负载供电，并给母线电容充电，升压电感可能处于充电状态，也可能处于放电状态，这取决于交流输入的瞬时电压值。

状态三：当q2、q4的工作占空比小于0.5时，双向开关存在同时关断的情况，此时，自耦变压器的两个绕组被短路，升压电感放电状态；此时，交流输入分别通过升压电感和自耦变压器两个绕组、第一整流电路和第二整流电路，给负载提供电压，并给母线电容充电。

自耦变压器的两个绕组与升压电感连接点通过隔直电容相连，使导致连接点电压漂移的电流在隔直电容上积累形成直流电压量，依靠隔直电容积累的电压量，调节自耦变压器两个绕组的工作电压，使连接点电压漂移量得到抑制，防止自耦变压器在上述三种工作状态下发生磁饱和。

在交流输入的的负半周中，三态开关电路也有上述三种工作状态，其工作原理与正半周的工作状态相同，只是开关电路中q1、q3当主管，q2、q4为同步管，电流在各整流电路流经方向不同。

更进一步，自耦变压器两个绕组在工作状态二的情况下，两个绕组各承受母线电压的一半，削弱了噪声源；同时，变换器从结构上完全对称，可以减小差模噪声；实验结果也表明，本发明实施例的emi噪声大大减小，有利于滤波器的进一步优化设计。

更进一步，由于器件本身参数、寄生参数以及在环境变化时的参数不完全一致等原因，会造成每路电感电流的偏差，如果升压电感为耦合电感时，有助于功率因数校正变换器并联时的均流性能。

图3是本发明实施例所提供的交错图腾柱功率因数校正变换器连接结构示意图的一种实施方案，该方案在对雷击浪涌要求不高的场合，可以去除第三整流电路。

图4是本发明实施例所提供的交错图腾柱功率因数校正变换器连接结构示意图的一种实施方案，该方案在对图1中的第二整流电路由场效应管改为二极管或桥堆，主要考虑对效率要求不高的场合；

图5是本发明实施例所提供的交错图腾柱功率因数校正变换器连接结构示意图的一种实施方案，该方案主要是对雷击浪涌要求不高和效率要求不高的场合，对图1中的第二整流电路由场效应管改为二极管或桥堆，同时去除第三整流电路。

上面结合附图对本发明专利的实施例进行了描述，但是本发明专利并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明专利的启示下，在不脱离本发明专利宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明专利的保护之内。