DC‑DC变换电路电流采样、均流控制方法及电路与流程

本发明涉及dc-dc变换电路领域，具体涉及dc-dc变换电路电流采样、均流控制方法及电路。

背景技术：

随着移动设备的图像处理器性能日益强大，移动设备功能模块的日益复杂化，推升了更大输入电流的需求，加上快速充电移动电源的市场需求，共同带动电源管理芯片朝着多相式与大电流的设计方向发展。因此如何为多相dc-dc变换器芯片设计一个高性能低成本的均流控制电路是非常关键的，常见均流控制电路中采样电流的方法有平均电流法等。

平均电流均流法是通过检测系统中每相的输出电流，将每相的输出电流进行平均处理生成预设电流，将每相的输出电流分别与预设电流进行比较，确定待调整相的输出电流与预设电流的差值，根据差值产生延时时间去控制开关管的导通时间，进而实现了均流。

然而平均电流均流法中对电流是进行实时采样，无法实现对设定时刻电流的采样。

技术实现要素：

有鉴于此，为了实现对设定时刻的电流进行采样，本发明提供了dc-dc变换电路电流采样及电路、均流控制方法及电路。

为了实现对设定时刻的电流进行采样，本发明提供了一种dc-dc变换电路电流的采样方法，包括如下步骤：根据开关管的pwm信号在pwm信号周期内的设定时刻触发对电流的采样。

采样方法还包括如下步骤：根据所述pwm信号在所述设定时刻对输出电平进行翻转；所述对电流的采样是根据所述输出电平以及所述pwm信号进行触发的。

通过如下步骤对所述输出电平进行翻转：根据所述pwm信号先向比较器的第一输入端输入第一电压，后向所述比较器的第二输入端输入第二电压，其中，所述第二电压大于所述第一电压。

采样方法还包括如下步骤：所述第一输入端和/或所述第二输入端在所述设定时刻之后被放电。

采样方法还包括如下步骤：所述第一输入端在第一pwm信号周期中被充入第一充电电流而得到所述第一电压，所述第二输入端在所述第一pwm信号周期之后的第二pwm信号周期被充入第二充电电流而得到所述第二电压；所述第二充电电流大于所述第一充电电流，所述设定时刻在所述第二pwm信号周期中。

所述第二输入端在所述第一pwm信号周期中被放电。

采样方法还包括如下步骤：在所述第一pwm信号周期的高电平期间导通第一充电开关而向第一端电容充入所述第一充电电流，以使所述第一输入端得到所述第一电压；在所述第一pwm信号周期的低电平期间断开所述第一充电开关，并在所述第一pwm信号周期中断开第二充电开关；在所述第二pwm信号周期的高电平期间导通所述第二充电开关而向第二端电容充入所述第二充电电流，以使所述第二输入端得到所述第二电压；在所述第二pwm信号周期的低电平期间断开所述第二充电开关，并在所述第二pwm信号周期中断开第一充电开关。

采样方法还包括如下步骤：在所述第一pwm信号周期期间、以及所述第二pwm信号周期的高电平期间断开第一放电开关；在所述第一pwm信号周期的高电平期间导通第二放电开关以对所述第二输入端放电，在所述第一pwm信号周期的低电平期间、以及所述第二pwm信号周期期间断开所述第二放电开关；在所述第二pwm信号周期的高电平之后、且在所述第二pwm信号周期的低电平期间导通所述第一充电开关以对所述第一输入端放电。

采样方法还包括如下步骤：对所述pwm信号进行分频得到分频pwm信号；所述对电流的采样是根据所述比较器的输出电平以及所述分频pwm信号进行触发的。

所述设定时刻是pwm周期内对应所述开关管导通的电平期间的中间时刻及所述中间时刻的附近时刻。

在所述设定时刻采样所述电流对应的电压，并对所述电压通过电压保持电容进行保持。

为了实现对设定时刻的电流进行采样，本发明提供了一种dc-dc变换电路电流的采样电路，其特征在于，包括：电流采样开关和电流采样控制电路；所述电流采样控制电路用于根据开关管的pwm信号控制所述电流采样开关，以采样在pwm信号周期内的设定时刻的电流。

所述电流采样控制电路包括时间检测电路和电流采样控制信号生成电路，所述时间检测电路用于根据开关管的pwm信号在所述设定时刻对输出电平进行翻转；所述电流采样控制信号生成电路用于根据所述输出电平以及所述pwm信号生成电流采样控制信号对所述电流采样开关进行控制。

所述时间检测电路包括比较器，所述比较器的第一输入端用于先接收根据所述pwm信号输入的第一电压，所述比较器的第二输入端用于后接收根据所述pwm信号输入的第二电压，其中，所述第二电压大于所述第一电压。

所述第一输入端和/或所述第二输入端在所述设定时刻之后被放电。

所述第一输入端在第一pwm信号周期中被充入第一充电电流而得到所述第一电压，所述第二输入端在所述第一pwm信号周期之后的第二pwm信号周期被充入第二充电电流而得到所述第二电压；所述第二充电电流大于所述第一充电电流，所述设定时刻在所述第二pwm信号周期中。

所述第二输入端在所述第一pwm信号周期中被放电。

所述时间检测电路还包括第一充电开关、第二充电开关、第一充电电流源、第二充电电流源、第一端电容和第二端电容，所述第一充电电流源用于产生第一充电电流，所述第二充电电流源用于产生第二充电电流，所述第一充电电流源通过所述第一充电开关与所述第一输入端连接，所述第二充电电流源通过所述第二充电开关与所述第二输入端连接；所述第一输入端通过所述第一端电容接地，所述第二输入端通过所述第二端电容接地。

所述时间检测电路还包括第一放电开关和第二放电开关；所述第一输入端通过所述第一放电开关接地，所述第二输入端通过所述第二放电开关接地。

电流采样控制信号生成电路还包括逻辑电路，所述逻辑电路用于接收所述比较器的输出电平以及所述pwm信号或pwm信号的分频信号后输出所述生成电流采样控制信号控制所述电流采样开关。

所述设定时刻是pwm周期内对应所述开关管导通的电平期间的中间时刻及所述中间时刻的附近时刻。

采样电路还包括电压保持电容，所述电流采样控制电路用于在所述设定时刻采样所述电流对应的电压，所述电压保持电容用于对所述电压进行保持。

为了实现对设定时刻的电流进行采样，本发明提供了一种dc-dc变换电路的均流控制方法，包括如下步骤：采用任一所述的采样方法得到第一相电流和第二相电流；根据所述第一相电流与第二相电流之间的电流差，对控制所述第一相电流的第一相pwm信号或控制所述第二相电流的第二相pwm信号的占空比进行调节。

根据所述电流差与偏置电流控制对所述第一相pwm信号和所述第二相pwm信号中一者的占空比进行调节，根据所述偏置电流对所述第一相pwm信号和所述第二相pwm信号中另一者的占空比进行调节。

通过第一充放电控制信号控制所述一者对应的电容根据所述电流差与偏置电流进行充电和放电，并根据所述一者对应的电容的电压对所述一者的占空比进行调节；通过第二充放电控制信号控制所述另一者对应的电容根据所述偏置电流进行充电和放电，并根据所述另一者对应的电容的电压对所述另一者的占空比进行调节；其中，所述第一充放电控制信号与第二充放电控制信号之间具有180°的相位差。

为了实现对设定时刻的电流进行采样，本发明提供了一种dc-dc变换电路的均流控制电路，包括任一所述的采样电路，还包括电流差生成电路和占空比调节电路，所述电流差生成电路用于生成第一相电流与第二相电流之间的电流差；所述占空比调节电路用于根据所述电流差，对控制所述第一相电流的第一相pwm信号或控制所述第二相电流的第二相pwm信号的占空比进行调节。

所述占空比调节电路包括第一充电电路和第二充电电路，所述第一充电电路用于根据所述电流差与偏置电流控制对所述第一相pwm信号和所述第二相pwm信号中一者的占空比进行调节，所述第二充电电路用于根据所述偏置电流对所述第一相pwm信号和所述第二相pwm信号中另一者的占空比进行调节。

所述占空比调节电路还包括第一充放电控制信号生成电路和第二充放电控制信号生成电路；第一充放电控制信号生成电路用于生成控制所述一者对应的电容根据所述电流差与偏置电流进行充电和放电的第一充放电控制信号，所述占空比调节电路用于根据所述一者对应的电容的电压对所述一者的占空比进行调节；第二充放电控制信号生成电路用于生成控制所述另一者对应的电容根据所述偏置电流进行充电和放电的第二充放电控制信号，所述占空比调节电路用于根据所述另一者对应的电容的电压对所述另一者的占空比进行调节；其中，所述第一充放电控制信号与第二充放电控制信号之间具有180°的相位差。

有益效果：

根据开关管的pwm信号在pwm信号周期内的设定时刻触发对电流的采样，可以实现对设定时刻的电流的采样。

而当该设定时刻是中间时刻或中间时刻的附近时刻时，可以采集到单相电路对负载提供的负载电流，从而为每相电路之间电流的均流控制提供了精确的比较依据。此方案中采集得到的电流与电感值的大小无关，不会受到不同相电路的电感值不同而造成均流精度降低的影响。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明dc-dc变换电路一种实施例的示意图；

图2是本发明dc-dc变换电路的采样电路的一种实施例的示意图；

图3是图2的采样电路的工作波形图；

图4是图2的采样电路的采样方法的流程图。

具体实施方式

现结合附图，对本发明的较佳实施例作详细说明。

如图1所示，是dc-dc变换电路一种实施例的示意图，该dc-dc变换电路包括第一相电路、第二相电路、输出电容cout、负载rload以及对第一相电路和第二相电路进行控制的dc-dc变换电路的均流控制电路。

第一相电路包括开关管m1、续流管m2和电感l1，第二相电路包括开关管m3、续流管管m4和电感l2。第一相电路和第二相电路共同向负载rload提供电流，其中，在开关管m1导通情况下(pwm信号(pwm1_1信号)的高电平期间)流过电感l1的电流il1，电流il1一部分向输出电容cout充电而一部分提供给负载rload，同样，在开关管m3导通情况下(pwm信号(pwm2_3信号)的高电平期间)流过电感l2的电流il2，电流il2一部分向输出电容cout充电而一部分提供给负载rload。属于降压型的dc-dc变换电路工作在连续导通模式下，对于第一相电路而言，pwm1_1信号的高电平期间的中间时刻的电流il1等于或大约等于第一相电路向负载rload提供的负载电流iload1，第二相电路亦然,pwm2_3信号的高电平期间的中间时刻的电流il2等于或大约等于第二相电路向负载rload提供的负载电流iload2。

均流控制电路包括采样电路、电流差生成电路和占空比调节电路。采样电路包括第一采样电路和第二采样电路，分别用于对第一相电路和第二相电路分别向负载rload提供的电流进行采样。电流差生成电路用于根据第一采样电路采样得到的电流il1与第二采样电路采样得到的电流il2之间电流差得到放大电流差iδl。占空比调节电路用于根据放大电流差iδl，对控制第一相电路的电流il1的pwm1_1信号或控制第二相电路的电流il2的pwm2_3信号的占空比进行调节，以使电流il1和电流il2相同或接近相同，从而达到两相均流的目的。

如图1所示，上述第一采样电路包括：第一电流检测电路、第一时间检测电路和第一采样保持电路。相类似地，第二采样电路包括第二电流检测电路、第二时间检测电路和第二采样保持电路。第一电流检测电路用于对第一相电路的电流il1进行检测得到电流ils1，通常电流il1的数值较大，第一电流检测电路可以将电流il1缩小为il1/n(n为采样系数)，也即是说ils1＝il1/n；同样，第二电流检测电路用于对第二相电路的电流il2进行检测得到电流ils1，第二电流检测电路的采样系数与第一电流检测电路的采样系数相同。第一电流检测电路和第二电流检测电路可以采用现有的电流检测电路，在此不再赘述。

如图2所示是第一采样电路或第二采样电路一种实施例的示意图。以下以图2为第一采样电路为例进行说明。该第一采样电路包括：电流采样控制电路、电流检测电路40和采样保持电路30，电流采样控制电路包括时间检测电路10、逻辑控制电路和电流采样控制信号生成电路20。

时间检测电路10用于检测在某一pwm信号周期内的设定时刻，例如设定时刻是pwm周期内对应开关管m1导通的电平期间的中间时刻或者中间时刻附近。前面已提及，属于降压型的dc-dc变换电路工作在连续导通模式下，该中间时刻的电流il1等于或大约等于向负载rload提供的负载电流，因此通过选择相应的设定时刻可以获得准确的负载电流,如图3所示，该设定时刻是在pwm1_1信号的第2个周期的高电平(此时开关管m1导通)的中间时刻。该负载电流的大小与电感的大小无关，具体而言，即使第一相电路的电感l1和第二相电路的电感l2不同(通常设计时会采用相同规格的电感，但是由于制作工艺、使用时长等原因造成两个电感实际电感值出现偏差)，第一采样电路采样得到的负载电流iload1和第二采样电路采样得到的负载电流iload2可以进行比较，若两者不相等，均流控制电路可以通过控制开关管m1的pwm1_1信号或开关管m3的pwm2_3使两相电路对负载rload提供的负载电流相等。

在一个更具体的实施例中，时间检测电路用于根据开关管的pwm信号在设定时刻对输出电平进行翻转，从而实现对设定时刻的检测。在一个实施例中，时间检测电路10可以包括比较器comp、第一充电开关s1、第二充电开关s2、第一充电电流源、第二充电电流源、第一端电容cs1、第二端电容cs2(大小等于第一端电容cs1)、第一放电开关s3和第二放电开关s4。第一充电电流源用于产生第一充电电流i1，第二充电电流源用于产生第二充电电流i2，第一充电电流源通过第一充电开关与比较器comp的第一输入端(在本实施例为反相输入端)连接，第二充电电流源通过第二充电开关与比较器comp的第二输入端(在本实施例为同相输入端)连接，比较器comp的第一输入端通过第一端电容cs1接地，并通过第一放电开关s3接地，第二输入端通过第二端电容cs2接地，并通过第二放电开关s4接地；其中，第二充电电流i2大于第一充电电流i1(在本实施例中第二充电电流是第一充电电流的两倍，i1＝ibias，i2＝2ibias)。在一些实施例中，为了提高时间检测精度，可以通过调节第一端电容cs1和/或第二端电容cs2的电容值来调节比较器comp的延时，以及通过版图设计使第一端电容cs1和第二端电容cs2的电容值精确相等。

电流采样控制电路用于根据比较器comp的输出电平out1以及pwm信号的分频信号生成电流采样控制信号tcs1对电流采样开关k进行控制，以采样在pwm信号周期内的设定时刻的电流。在一个实施例中，电流采样控制电路包括或非门u1，或非门u1对输出电平out1以及pwm信号的二分频信号进行或非从而生成电流采样控制信号tcs1。

采样保持电路30可以包括电流采样开关k、采样电阻rs和电压保持电容csh。电流ils1流经采样电阻rs而生成采样电压vs。在设定时刻，电流采样控制信号tcs1控制电流采样开关k导通(闭合)，电压保持电容csh获得设定时刻的采样电压vs，随后控制电流采样开关k断开，从而电压保持电容csh保持了该采样电压vs。

逻辑控制电路用于根据pwm1_1信号生成第一充电开关s1、第二充电开关s2、第一放电开关s3和第二放电开关s4的控制信号，以及pwm1_1信号的分频信号(例如二分频信号pwm1_1_2信号)，逻辑控制电路的具体形式本领域技术人员可以根据现有的基本逻辑电路单元(例如与门、或门、或非门、异或门等)进行实现。

如图4所示，是图2采样电路的采样方法一种实施例的流程图，包括如下步骤(以第一采样电路为例)。

p1、在控制开关管m1的pwm1_1信号的第一信号周期的高电平期间：

开关管m1导通，电流il1开始缓慢上升；

导通第一充电开关s1，从而第一充电电流源向第一端电容cs1充入第一充电电流，第一端电容cs1的电压vn逐渐升高，在第一pwm信号周期的高电平结束时刻，第一端电容cs1的电压vn被充至最高值第一电压，而第一端电容cs1的电压vn即是第一输入端(在本实施例为反相输入端)的电压，也就是说第一输入端获得第一电压；

断开第一放电开关s3，以防止第一输入端的电压被放电至零；

断开第二充电开关s2，以防止第二充电电流源向第二端电容cs2充入第二充电电流；

导通第二放电开关s4，以保证此时第二输入端(在本实施例为同相输入端)的电压vp(即第二端电容的电压)为零，若此时第二端电容cs2具有电压，该电压会被放电至零；

由于此时电压vn大于电压vp，因此比较器comp的输出电平out1为低电平，而此时二分频信号pwm1_1_2是高电平，因此或非门u1输出的电流采样控制信号tcs1为低电平,电流采样开关k断开。

p2、在控制开关管m1的pwm1_1信号的第一信号周期的低电平期间：

断开第一充电开关s1，从而第一充电电流源停止向第一端电容cs1充入第一充电电流；继续维持断开第一放电开关s3；继续维持断开第二充电开关s2；断开第二放电开关s4。

此时电压vn仍然维持在最大值，而第二输入端的电压vp为零，因此，比较器comp的输出电平out1仍为低电平，而此时二分频信号pwm1_1_2仍是高电平，因此或非门u1输出的电流采样控制信号tcs1为低电平。

p3、在控制开关管m1的pwm1_1信号的第二信号周期的高电平期间：

维持断开第一充电开关s1和第一放电开关s3，第一输入端的电压vn被维持在第一电压；维持断开第二放电开关s4；导通第二充电开关s2而向第二端电容cs2充入第二充电电流i2，第二端电容cs2的电压vp逐渐升高，由于第二充电电流i2是第一充电电流i1的两倍，在第二信号周期的高电平期间的中间时刻，电压vp上升至与电压vn相等(大小等于第一电压)(根据电容充电公式it＝cu可以推导得到)；

从第二信号周期的高电平起始时刻开始，至第二信号周期的高电平期间的中间时刻前，电压vn仍然大于电压vp，比较器comp的输出电平out1保持为低电平，而此时二分频信号pwm1_1_2是低电平，因此或非门u1输出的电流采样控制信号tcs1为高电平，也即控制电流采样开关k导通，电压保持电容csh的采样电压vls1等于当前时刻采样电阻电压vs，且随着采样电阻电压vs的变化而变化。

但是从第二信号周期的高电平期间的中间时刻开始至第二信号周期的高电平的终止时刻，由于电压vn小于电压vp，比较器comp的输出电平out1从低电平翻转为高电平，而此时二分频信号pwm1_1_2仍是低电平，因此或非门u1输出的电流采样控制信号tcs1再次变为低电平，也即控制电流采样开关k断开，电压保持电容csh的采样电压vls1维持在第二信号周期的高电平期间的中间时刻的电压。

在第二信号周期的高电平的终止时刻，电压vp达到最大值第二电压。

p4、在控制开关管m1的pwm1_1信号的第二信号周期的低电平期间：

维持断开第一充电开关s1和第二放电开关s4，断开第二充电开关s2，在第二信号周期的低电平的终止时刻之前，导通第一放电开关s3以使第一输入端的电压vn置为零，以便进行下一个周期的工作；

由于电压vp大于电压vn，比较器comp的输出电平out1维持在高电平，而此时二分频信号pwm1_1_2仍是低电平，因此或非门u1输出的电流采样控制信号tcs1仍为低电平，因此电压保持电容csh的采样电压vls1维持在第二信号周期的高电平期间的中间时刻的电压，也即是说，在本实施例中，通过采样得到采样电压vls1而获得电流ils1(vls1＝rs*ils1)。

从上述时间检测电路的工作过程可以理解，通过调节第一充电电流i1与第二充电电流i2之间的比例关系，可以使得比较器comp的输出电平out1在某一pwm1_1信号周期内的不同时刻进行翻转，配合相应的逻辑电路对该输出电平out1以及pwm1_1信号的分频信号进行运算，可以采样不同的设定时刻的电流。例如，在该中间时刻(t/2，其中，t为pwm1_1信号的高电平时长)附近的时刻(0.9*t/2)等等。

还可以理解的是，电压vn可以输入至比较器comp的同相输入端(对应的，电压vp输入至比较器comp的反相输入端)，配合相应的逻辑电路对该输出电平out1以及pwm1_1信号的分频信号进行运算，亦可以采样设定时刻的电流。

应该指出的是，也可以控制第二放电开关s4在第二信号周期内的低电平期间导通，从而对第二输入端的电压vp进行放电至零。

还应指出的是，二分频信号pwm1_1_2还可以被替换为四分频、八分频等分频信号。以四分频为例进行说明，第一端电容cs1可以在四分频信号的高电平期间对应的任一pwm1_1的信号周期中进行充电而获得第一电压，同样，第二端电容cs2可以在四分频信号的低电平期间对应的任一pwm1_1的信号周期中进行充电而获得第二电压，但是，由于整个过程耗时过长，不利于提高检测电流的实时性或者精度。

如图1所示，在一个实施例中，电流差生成电路包括了该跨导运算放大器ota。第一采样电路在利用上述采样方法采样得到第一采样电压vls1，第二采样电路利用上述采样方法得到第二采样电压vls2之后，第一采样电压vls1和第二采样电压vls2分别被输入跨导运算放大器ota的反相输入端和同相输入端，从而得到基于电流ils1和电流ils2之差的放大电流差iδl。在一个实施例中，iδl＝gm(ils1-ils2)rs/n，其中gm为跨导运算放大器ota的跨导，通过设计跨导运算放大器ota的gm为k/rs(k为系数，可以根据所需要的放大倍数进行选择)，iδl＝(ils1-ils2)k/n，计算得到的放大电流差iδl与采样电阻rs无关，从而可以消除采样电阻rs的温度漂移系数对采样精度造成的影响。

如图1所示，在一个实施例中，占空比调节电路包括第一充电电路、第二充电电路、偏置电流源、第一充放电控制信号生成电路、第二充放电控制信号生成电路、比较器pwm1、比较器pwm2和误差放大器ea。第一充电电路包括电容c1和开关管mclk1，第二充电电路包括电容c2和开关管mclk2，第一充放电控制信号生成电路用于生成第一充放电控制信号clk1，第二充放电控制信号生成电路用于生成第二充放电控制信号clk2，偏置电流源用于分别向第一充电电路和第二充电电路提供用于充电的偏置电流ibias，在第一充放电控制信号clk1和第二充放电控制信号clk2的控制下，电容c1和电容c2具有相同的充电时长(例如，第一充放电控制信号clk1和第二充放电控制信号clk2具有相同时长的高电平)。

第二充放电控制信号clk2用于控制关管mclk2的导通和断开，当开关管mclk2导通时(例如clk2高电平时)，电容c2接地，电容c2上的电压vramp2被置零；当开关管mclk2断开时(例如clk2低电平时)，偏置电流ibias和放大电流差iδl(由电流差生成电路提供)之和向电容c2充电，电容c2上的电压vramp2开始从零逐渐升高(电压vramp2为锯齿波电压)。同理，电压vramp1(锯齿波电压)与电压vramp2的变化原理相同，不同之处在于，电容c1的充电电流仅由偏置电流ibias提供。

误差放大器ea用于放大基准电压vref与反馈电压vfb(根据输出电压vout中通过反馈电路得到)之间的误差得到误差信号vea，误差信号vea与电压vramp1分别被输入至比较器pwm1的反相输入端和同相输入端而进行比较，从而得到脉冲信号d1，误差信号vea与电压vramp2分别被输入至比较器pwm2的反相输入端和同相输入端而进行比较，从而得到脉冲信号d2。脉冲信号d1经过逻辑及驱动电路的翻转和放大即得到驱动开关管m1的pwm1_1信号，脉冲信号d2经过逻辑及驱动电路的翻转和放大即得到驱动开关管m3的pwm2_3信号。对于第一相电路而言，由于续流管m2是为了在开关管m1断开时给电流il1提供续流的回路，因此，控制续流管m2的pwm1_2信号与pwm1_1信号是关联的，pwm1_2信号需要保证开关管m1与续流管m2不同时导通，本领域技术人员可以根据现有技术利用脉冲信号d1生成pwm1_2信号。同理，控制续流管m4的pwm2_4信号与pwm2_3信号是关联的。在本实施例中，由于采用了误差信号vea和电流ils1、电流ils2作为反馈信号对pwm信号进行控制，因此，本实施例的dc-dc变换电路包含了电流模式和电压模式。

如图1所示的dc-dc变换电路的均流控制方法一种实施例，包括如下步骤。

当第二充放电控制信号clk2控制开关管mclk2断开后，电流开始向电容c2充电，电压vramp2开始逐渐从零上升，此时比较器pwm2输出脉冲信号d2为低电平，直至电压vramp2大于误差信号vea，此时比较器pwm2输出的脉冲信号d2为高电平。而由于控制第二相电路中的开关管m3的pwm2_3信号是脉冲信号d2的翻转，因此pwm2_3信号的占空比即是脉冲信号d2的低电平占脉冲信号d2周期的比值。同理，在第一充放电控制信号clk1控制之下的开关管mclk1的电压vramp1的变化原理相同。

若电流il1小于电流il2，即电流ils1小于电流ils2，电流差iδl是正值，电容c2的充电电流为ibias+iδl，而电容c1的充电电流为ibias，因此电容c2的电压vramp2达到误差信号vea所花时长，比电容c1的电压vramp1达到误差信号vea所花时长要短，因此脉冲信号d2的低电平所占其周期的比例低于脉冲信号d1的低电平所占其周期的比例，也即pwm2_3信号的占空比低于pwm1_1信号的占空比，因此开关管m3的导通时长减小，电流il2逐周期降低，直至与电流il1相同。

反之，若电流il1大于电流il2，即电流ils1大于电流ils2，放大电流差iδl是负值，电容c2的充电电流为ibias+iδl，而电容c1的充电电流为ibias，因此电容c2的电压vramp2达到误差信号vea所花时长，比电容c1的电压vramp1达到误差信号vea所花时长要长，因此脉冲信号d2的低电平所占其周期的比例高于脉冲信号d1的低电平所占其周期的比例，也即pwm2_3信号的占空比大于pwm1_1信号的占空比，因此开关管m3的导通时长增加，电流il2逐周期增大，直至与电流il1相同。

若误差信号vea增大(即反馈电压vfb与基准电压vref之差增大)，根据前面阐述的脉冲信号d1和脉冲信号d2产生的原理可知，会导致pwm11_1信号和pwm2_3信号的占空比增大，从而导致电流il1和电流il2增大，进而导致输出电压vout增大，也即反馈电压vfb增大，从而可以维持误差信号vea在一定范围内。

可以理解，放大电流差iδl可以输入电容c1，相适应的，可以将电压vls2输入至跨导运算放大器ota的反相输入端，而将电压vls1输入至跨导运算放大器ota的同相输入端，其他部分电路可以保持不变，这样当电流il1小于电流il2，pwm1_1的占空比会增大从而增大电流il1，若电流il1大于电流il2，pwm1_1的占空比则会降低从而降低电流il1。由此可见，也可以根据放大电流差iδl与偏置电流ibias对第一相电路的pwm1_1信号的占空比进行调节。

还可以理解，误差信号vea可以输入至放大器pwm1和放大器pwm2的同相输入端，而电压vramp1和电压vramp2分别输入至放大器pwm1和放大器pwm2的反相输入端，逻辑及驱动电路不需要具有翻转脉冲信号d1和脉冲信号d2的作用(也即是说，pwm1_1只是脉冲信号d1的放大，pwm2_3是脉冲信号d2的放大)，这样当电流il1小于电流il2，pwm2_3的占空比会降低从而降低电流il2，若电流il1大于电流il2，pwm2_3的占空比则会增大从而增大电流il2。

在一个实施例中，第一充放电控制信号与第二充放电控制信号之间具有180°的相位差，这样可以降低输出电压vout的纹波。在上述实施例中，在负载电流在2a-8a的变化范围内，电感l1和电感l2之间的电感值相差50％的条件下，均流控制的结果是：电流il1和电流il2之间的差值(精度)小于10％。

虽然上述实施例主要阐述了具有第一相电路和第二相电路的dc-dc变换电路，然而dc-dc变换电路还可以具有更多相电路，均流控制电路可以保持其中一相电流不变，而根据上述方法调节其余相电路的电流。

在一个实施例中，上述dc-dc变换电路的均流控制电路集成于一个芯片上，即是说采样电阻rs也位于芯片内，相比与现有技术中通常将采样电阻设置于芯片外部(会带来过多芯片引脚的问题)来说，本实施例的芯片引脚可以更少，可以降低设计复杂度，节省pcb面积，进而降低成本。

应当理解的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，对本领域技术人员来说，可以对上述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而所有这些修改和替换，都应属于本发明所附权利要求的保护范围。