一种零电压转换半无桥功率因数校正变换器的制作方法

本实用新型涉及一种软开关功率因数校正变换器，更具体的，涉及一种应用于大、中功率场合的零电压转换功率因数校正变换器。

背景技术：

在各类电力电子装置前级增加单相功率因数校正变换器是目前解决电网谐波污染的主要途径。在单相功率因数校正变换器拓扑中，通用的无桥Boost PFC变换器由于大幅降低了导通损耗，成为大、中功率应用场合较为理想的变换器拓扑。但其固有的高共模干扰给它在工业界的应用带来很大的局限性。针对上述问题，已有文献提出了半无桥Boost PFC变换器，如图1所示。该变换器通过增加两个回路二极管(慢恢复二极管)将电源与功率地连接起来，大幅降低了无桥Boost PFC变换器的共模干扰。同时保留了无桥Boost PFC变换器导通损耗低的优势，并适合工作于电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)，是无桥Boost PFC变换器中最有发展前途的改进变换器拓扑。

半无桥Boost PFC变换器仅降低了导通损耗，对于降低开关损耗，目前的研究主要集中在零电压转换技术(Zero-Voltage Transition,ZVT)上。总体而言，ZVT技术均可大幅减小变换器升压二极管的反向恢复损耗，实现主开关管的零电压开关(Zero-Voltage Switching,ZVS)并且不增加主开关器件的电压应力。而如何降低辅助开关管的开关损耗是进一步提升效率的关键。目前，ZVT技术的研究可分为两类，其一是在主电路中增加各类以谐振电感和谐振电容为主的有源辅助谐振支路以实现辅助开关管的软关断；其二是在主电路中增加各类以自耦变压器为主的有源辅助谐振支路以实现辅助开关管的准零电流关断(Zero-Current Switching,ZCS)。相较而言，后一类方案可以进一步减小辅助开关管的关断损耗，提升整机效率。但由于自耦变压器在辅助开关管关断时存在激磁电流，形成环流后使得谐振电感与辅助开关管寄生电容产生寄生振荡。这会降低此类变换器的功率因数，同时还增加了辅助开关管的关断损耗。

为解决以上问题，专利CN202034900U公开了一种ZVT半无桥Boost PFC变换器拓扑，如图2所示。该变换器的有源辅助谐振支路增加了一个RCD箝位网络，由箝位二极管D_c、箝位电容C_c和箝位电阻R_c组成。其作用是当辅助开关管关断时，大部分自耦变压器激磁电流被导入RCD箝位网络并在箝位网络中消耗掉，进而在辅助开关管实现准ZCS关断的同时抑制其寄生振荡。这种方法存在两个主要问题，其一，RCD箝位网络会使得变换器拓扑复杂化并增加其体积和成本；其二，自耦变压器激磁能量全部在电路中被消耗掉，而RCD箝位网络自身也存在一定的损耗，因此无法提升整机效率。

技术实现要素：

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本实用新型提供了一种ZVT半无桥功率因数校正变换器，同样可以实现辅助开关管的准ZCS关断并抑制其寄生振荡，还能够解决现有技术中变换器拓扑复杂、成本较高、整机效率偏低的技术问题。

本实用新型提出的一种ZVT半无桥功率因数校正变换器，包括半无桥Boost PFC变换器主电路和有源辅助谐振支路；其中：

所述半无桥Boost PFC变换器主电路包括第一升压电感、第二升压电感、第一主开关管、第二主开关管、第一二极管、第二二极管、第八二极管、第九二极管和滤波电容；主电路中第一二极管阳极接第一主开关管的漏极和第一升压电感一端，第二二极管阳极接第二主开关管的漏极和第二升压电感一端；第一升压电感另一端和第八二极管阴极相连，用于接输入电源的一端；第二升压电感另一端和第九二极管阴极相连，用于接输入电源的另一端。

所述有源辅助谐振支路包括辅助开关管、谐振电感、第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容、自耦变压器、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第十二极管、第十一二极管和第十二二极管；所述第十二极管、第十一二极管反并联于两个主开关管两端，第一谐振电容、第二谐振电容并联于两个主开关管两端；所述第十二二极管反并联于辅助开关管两端，第三谐振电容并联于辅助开关管两端；所述第三二极管、第四二极管阳极分别接于两个升压电感一端，阴极接于谐振电感一端；所述自耦变压器具有输入端、公共绕组公共端和串联绕组输出端，输入端接于谐振电感另一端，公共绕组公共端接于辅助开关管的漏极和第六二极管阳极，串联绕组输出端接于第五二极管阳极和第七二极管阴极；所述第一二极管、第二二极管、第五二极管、第六二极管阴极连接到滤波电容正极；所述第七二极管、第八二极管、第九二极管、第十二极管、第十一二极管、第十二二极管阳极，第一主开关管、第二主开关管、辅助开关管的源极，第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容一端一起连接到滤波电容负极；滤波电容两端用于外接负载。

其中，第八二极管、第九二极管为慢恢复二极管；第十二极管、第十一二极管、第十二二极管由各开关管体二极管替代；第三谐振电容由辅助开关管输出寄生电容替代；谐振电感电感值应包含自耦变压器等效漏感值。

相对于现有技术，本实用新型提出的变换器具有三个优势：其一，变换器只需要增加一个快恢复二极管D₇即可替换RCD箝位网络，抑制了辅助开关管关断时的寄生振荡，简化了变换器拓扑，减少了其体积和成本；其二，当辅助开关管关断时激磁电流被导入辅助开关管寄生电容中，并被电路充分利用，提升了变换器整机效率。

附图说明

图1是已有文献公开的半无桥Boost PFC变换器拓扑；

图2是专利CN202034900U公开的变换器拓扑；

图3是本实用新型提出的变换器拓扑；

图4是变换器平均电流控制策略的电路实现；

图5是变换器关键波形；

图6是变换器工作模态分析。

本实用新型中，所有的标号是统一的：

第一主开关管-S₁、第二主开关管-S₂、第一升压电感L₁、第二升压电感L₂、第一二极管-D₁、第二二极管-D₂、第八二极管-D_a、第九二极管-D_b、滤波电容-C_o；辅助开关管-S_r、自耦变压器-T_r、谐振电感-L_r、第一谐振电容-C_S1、第二谐振电容-C_S2、第三谐振电容-C_Sr、第三二极管-D₃、第四二极管-D₄、第五二极管-D₅、第六二极管-D₆、第七二极管-D₇、第十二极管-D_S1、第十一二极管-D_S2、第十二二极管-D_Sr。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用于解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。此外，下面所描述的本实用新型各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本实施例所述的ZVT半无桥功率因数校正变换器，如图3所示，包括半无桥Boost PFC变换器主电路和有源辅助谐振支路，其中：

所述半无桥Boost PFC变换器主电路包括第一升压电感、第二升压电感、第一主开关管、第二主开关管、第一二极管、第二二极管、第八二极管、第九二极管和滤波电容；主电路中第一二极管阳极接第一主开关管的漏极和第一升压电感一端，第二二极管阳极接第二主开关管的漏极和第二升压电感一端；第一升压电感另一端和第八二极管阴极相连，用于接输入电源的一端；第二升压电感另一端和第九二极管阴极相连，用于接输入电源的另一端。

所述有源辅助谐振支路包括辅助开关管、谐振电感、第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容、自耦变压器、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第十二极管、第十一二极管和第十二二极管；所述第十二极管、第十一二极管反并联于两个主开关管两端，第一谐振电容、第二谐振电容并联于两个主开关管两端；所述第十二二极管反并联于辅助开关管两端，第三谐振电容并联于辅助开关管两端；所述第三二极管、第四二极管阳极分别接于两个升压电感一端，阴极接于谐振电感一端；所述自耦变压器具有输入端、公共绕组公共端和串联绕组输出端，输入端接于谐振电感另一端，公共绕组公共端接于辅助开关管的漏极和第六二极管阳极，串联绕组输出端接于第五二极管阳极和第七二极管阴极；所述第一二极管、第二二极管、第五二极管、第六二极管阴极连接到滤波电容正极；所述第七二极管、第八二极管、第九二极管、第十二极管、第十一二极管、第十二二极管阳极，第一主开关管、第二主开关管、辅助开关管的源极，第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容一端一起连接到滤波电容负极；滤波电容两端用于外接负载。

其中，第八二极管(D_a)、第九二极管(D_b)为慢恢复二极管；第十二极管(D_S1)、第十一二极管(D_S2)、第十二二极管(D_Sr)由各开关管体二极管替代；第三谐振电容(C_Sr)由辅助开关管输出寄生电容替代；谐振电感(L_r)电感值应包含自耦变压器(T_r)等效漏感值。

本实用新型提出的变换器适用于CCM，可采用的控制策略包括平均电流控制、单周期控制等。本实例选用平均电流控制策略，控制芯片选用UC3854，其电路实现如图4所示。图中由UC3854产生的SPWM信号v_g为初始门极驱动信号，经脉冲移相电路、逻辑控制电路和门极驱动电路产生主开关管S₁、S₂和辅助开关管S_r的门极驱动信号v_g1、v_g2和v_gr，实现了S₁、S₂与S_r的交错控制。变换器适用的开关频率为20kHz～200kHz之间，开关频率过低则整机效率提升有限，过高则对自耦变压器的制作和辅助开关管的选取带来难度。

为方便分析，假定所有开关管和二极管均为理想器件，不考虑开通时间、导通压降等问题。在一个开关周期内，升压电感L₁和L₂可以作为一个恒定输出的电流源I_in；输出电容滤波C_o可以作为一个恒定的电压源V_o。变换器关键波形如图5所示，波形从上到下依次为主开关管S₁的驱动信号v_g1；辅助开关管S_r的驱动信号v_gr；谐振电感L_r的电流i_Lr；S₁的漏-源电压v_S1和电流i_S1；升压二极管D₁的电压v_D1和电流i_D1；S_r的漏-源电压v_Sr和电流i_Sr；激磁电感L_m的电流i_Lm；连通二极管D₅、D₆、D₇的电流i_D5、i_D6、i_D7。一个典型开关周期工作模态分析如图6所示。

模态0[t₁₀～t₀)：在t₀之前是模态0，此时主开关管S₁和辅助开关管S_r均关断。升压电感电流即为输入电流I_in，其大部分通过i_D1流入负载V_o中，小部分继续通过i_Lr经由谐振电感L_r和自耦变压器T_r分解为i_p、i_s流入V_o中。激磁电流i_Lm保持在一个较小值续流。

模态1[t₀～t₁)：在t₀时刻开始模态1，此时对S_r施加驱动信号，由于L_r的存在，i_Lr从零开始线性增加，S_r可实现软开通。i_D1线性减小，i_p和i_s开始线性增大，i_Lm开始通过S_r线性增长。

模态2[t₁～t₂)：在t₁时刻开始模态2，此时i_D1减小到零，D₁自然关断，而S₁尚未开通，D₁反向恢复损耗接近为零。L_r与S₁并联电容C_S1开始谐振，C_S1放电，v_S1从V_o开始减小，L_r充电，i_Lr、i_p和i_s继续增大，i_Lm继续通过S_r线性增长。

模态3[t₂～t₃)：在t₂时刻开始模态3，此时i_Lr达到此开关周期电流最大值，v_S1减小到零。在此模态任意时刻对S₁施加驱动信号，S₁均可实现ZVS开通，开通损耗为零。在t₂时刻以后，S₁的反向电流i_S1开始线性增加，存储在L_r中的能量开始释放，i_Lr、i_p和i_s开始线性减小，i_Lm继续通过S_r线性增长。

模态4[t₃～t₄)：在t₃时刻开始模态4，此时S₁已ZVS开通，i_S1从零开始线性增加。i_Lr、i_p和i_s继续线性减小，i_Lm通过S_r线性增长达到此开关周期最大值I_Lm。

模态5[t₄～t₅)：在t₄时刻开始模态5，此时L_r中存储的能量已全部被释放，i_Lm达到I_Lm并续流，D₅自然关断。

模态6[t₅～t₆)：在t₅时刻开始模态6，此时对S_r撤除驱动信号，S_r可实现准ZCS关断。D₃自然关断，i_Lm注入S_r的寄生电容C_Sr中，当i_Lm减小到零时，T_r完成磁复位。

模态7[t₆～t₇)：在t₆时刻开始模态7，此时有源辅助谐振支路停止工作，ZVT半无桥Boost PFC主电路继续工作。

模态8[t₇～t₈)：在t₇时刻开始模态8，此时对S₁撤除驱动信号，S₁可实现软关断，关断损耗远小于硬关断。I_in给C_S1充电，v_S1从零开始线性增加。

模态9[t₈～t₉)：在t₈时刻开始模态9，此时i_Lr、i_p和i_s从零开始增加，i_Lm从零开始增长。i_Lm和i_p一起给C_Sr充电，v_S1继续增加至V_o。

模态10[t₉～t₁₀)：在t₉时刻开始模态10，此时D₁自然开通，大部分I_in开始经i_D1流入V_o中。i_Lr、i_p和i_s继续增加，i_D1开始减小，i_Lm继续增长，v_Sr继续增加至V_o。本模态结束，电路回到下一个开关周期过程。

可见，在模态6[t₅～t₆)开始前，i_Lr已减少为零，激磁电流i_Lm达到此开关周期最大值I_Lm。在t₅时刻撤除辅助开关管S_r的驱动信号，S_r可实现准ZCS关断。此时，连通二极管D₇为释放激磁电流i_Lm构建了一个独立电流回路，激磁电流i_Lm不再流过L_r，抑制了L_r与C_Sr之间的寄生振荡。同时激磁电流被导入辅助开关管输出寄生电容中，并在后续模态中被充分利用。

从以上模态分析可知，本实用新型提出的变换器实现了主开关管的ZVS和升压二极管的自然开关，与此同时还实现了辅助开关管的准ZCS并抑制了其关断时的寄生振荡，电路中各连通二极管也都实现了自然开关。本实用新型提出的变换器拓扑简单、成本低廉、整机效率较高，在实际应用中具有良好的可推广性。

上述对实施实例的描述是在大量实验的基础上得到的结论，目的是为便于该技术领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。