一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构的制作方法

本发明涉及高压电源拓扑结构，尤其涉及一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，尤其是在军工或者航空航天领域，高压电源的市场和需求在不断的增加，其性能指标要求和可靠性要求也不断提高，而且大多需要多路高压输出，甚至多达7路高压输出，如航天领域的某高压电源，输出电压范围为700v～10kv之间，仅高压输出路数为6路。面对如此众多电压等级和功率等级的输出电压要求，目前国内外已有的电源方案多数都是针对每一路的需求情况单独设计变换器，这种方案带来很大的缺点是整体电路结构复杂，所用器件多，造成设备的体积和重量过大，给整体的结构设计带来很大的挑战。而且众多的独立变换器还会造成互相之间的拍频干扰，给供电系统的稳定性造成影响。而且针对宽输入电压范围多路高压输出的高压电源，采用目前的技术很难实现其性能指标要求，尤其是负载稳定度的要求（≤1%）。本发明要将多个独立调节的变换器集成到一个拓扑结构中，这样既能大大减小整个设备的体积重量，又能提高转换效率。同时，由于是一个主拓扑生成了所有的高压输出电压，这样不存在多个变换器工作频率互相干扰的问题，大大降低了对供电系统的emi干扰，而且完全可以实现其性能指标要求和可靠性要求。文献【1】中提出了一种采用boost电路或buck-boost电路把输入电压变换为稳定的直流输出电压，来实现宽范围电压输入，但此方式相对单一。文献【2】中提出了一种基于两级拓扑的控制方案，前级电压预调节单元通过控制上管s1的占空比控制电压预调节单元节点n1电压平均值，后级输出电压调节单元中的升压部分通过控制升压部分（boost）下管s4的占空比控制中间母线电容c2电压，从而实现宽范围输入电压。此方案采用了boost电路，却增加了电压预调节单元节点n1，即增加两个开关管来控制节点n1的平均值，控制复杂，增大体积和增加成本。文献【3】中在输入端增加了自动调节电路，通过电阻和mos管的连锁调压增加输入电压范围，但此方法稳定性差，并不实用。文献【4】中通过设计高压和低压输入辅助源来实现宽范围的输入，其中高压输入辅助电源1输出电压要略高于低压输入辅助电源2的输出电压，同时要使高压输入辅助电源1工作时，低压输入辅助电源2应处于关闭或停止状态，高压输入辅助电源1和低压输入辅助电源2的输出分别通过二极管共阴极相连。此种方式是针对输入电压范围分别设计高压和低压辅助源来实现宽范围输入，但是这样需要设计两个辅助源、整体体积增大一倍，不利于小型化、增加设计成本。文献【5】和【6】简单的采用传统的反激方案来实现宽范围输入，但是反激变换器在高压输入轻载时占空比很小，很难兼顾高压输入和低压输入时的占空比控制，且反激电路要兼顾输入电压的上下限将使磁性元件的设计非常困难。文献【7】采用传统的pwm脉宽调制器、高压变压器、采样反馈电路来实现高压直流输出。但是该方案采用次级反馈，如果初次级的绝缘耐压处理不当，副边高压很容易串入原边，导致原边电路高压击穿损坏，存在安全隐患。文献【8】【9】【10】均采用反激变换器拓扑，输入采用稳压芯片7809稳定输入电压，通过定频振荡电路、变压器和次级升压电路相结合的方式来实现次级1500v的高压输出，并主要运用于电蚊拍灭蚊。此3项发明可以实现高压输出，但是输出电流却非常的小，仅仅适用于如灭蚊等场合，并不适用于多路高压输出和ma级负载电流的场合。文献【11】采用推挽变换器拓扑，次级采用六倍压升压电路来实现高压输出。但是采用六倍压升压电路的方式只能实现小电流输出，且不能满足不同电压等级的多路高压输出需求。文献【12】采用直流升压电路boost把直流输入电压稳定在一个固定的值来实现宽范围输入，采用反激变换器多绕组实现多路高压输出。但是该方案采用次级光耦反馈，如果初次级的绝缘耐压处理不当，副边高压很容易串入原边，导致原边电路高压击穿损坏，存在安全隐患，且采用反激拓扑其各路输出负载稳定度和交叉调整率较差，对负载稳定度和交叉调整率要求高的场合并不适用。文献【13】通过一次稳压变换电路来实现宽范围输入电压，一次稳压变换电路的稳定输出电压作为二次隔离高压功率变换电路的输入，二次隔离高压功率变换电路采用推挽拓扑来实现，输出整流的方式均采用二倍压的方式，然后通过级联的方式来实现高压输出。但是为实现多路高压输出，变压器绕组数量必然多，变压器寄生参数大，即寄生电容大和变压器漏感大，导致后级拓扑效率降低，不能实现高效率的输出。文献【14】通过前级buck闭环，后级推挽开环的方式来实现宽范围输入高压输出，并采用消幅电路结合闭环控制实现高负载调整率。输出采用四倍压整流方式来实现高压输出，但是此种方式只能实现小电流输出，且不能满足不同电压等级的多路高压输出需求。

【1】cn201720210843.3一种宽范围输入的开关电源控制电路

【2】cn201710837799.3一种新颖的宽范围输入功率变换电路

【3】cn201720999140.3一种宽范围输入开关电源电路

【4】cn201611156348.5一种宽范围输入机载dcdc辅助电源电路

【5】cn201520968660.9超宽范围输入的开关电源

【6】cn201610551674.x一种宽范围输入、多路隔离输出的反激式电源

【7】cn201711481425.9一种高压直流电源

【8】cn201711314344.x一种具有稳压功能的高压电源电路

【9】cn201711314111.x一种具有电流检测功能的高压电源电路

【10】cn201711314122.8一种高压电源电路

【11】cn201310290872.1小电流高精度可变高压输出装置

【12】cn201110278155.8一种宽范围输入、多路隔离输出高压电源电路

【13】cn201410307055.7一种高可靠磁偏转质谱计多路输出高压电源电路

【14】cn201510068468.9宽输入电压范围高负载调整率的小电流输出高压电源电路。

技术实现要素：

为了解决现有技术中的问题，本发明提供了一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构。

本发明提供了一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构，主要包含前级buck或者boost或者buck-boost拓扑和后级推挽或者全桥或者半桥拓扑两部分，所述前级buck或者boost或者buck-boost拓扑采用闭环控制，使buck输出电压稳定在一个固定的值，而后级推挽或者全桥或者半桥拓扑采用开环满占空比控制，从而保证各路输出均具有低的负载稳定度和低的交叉调整率。

作为本发明的进一步改进，所述拓扑结构还包括浪涌抑制电路、emi电路、中间母线电压，所述浪涌抑制电路的输入端接宽范围输入，所述浪涌抑制电路的输出端与所述emi电路的输入端连接，所述emi电路的输出端与所述前级buck或者boost或者buck-boost拓扑的输入端连接，所述前级buck或者boost或者buck-boost拓扑的输出端与所述中间母线电压的输入端连接，所述中间母线电压的输出端与所述后级推挽或者全桥或者半桥拓扑的输入端连接，所述后级推挽或者全桥或者半桥拓扑的输出端接后级多路输出。

作为本发明的进一步改进，所述前级buck或者boost或者buck-boost拓扑和所述后级推挽或者全桥或者半桥拓扑之间连接有同步时钟，前级buck或者boost或者buck-boost拓扑和后级推挽或者全桥或者半桥拓扑采用同步时钟控制。

作为本发明的进一步改进，后级推挽或者全桥或者半桥拓扑为前级buck或者boost或者buck-boost拓扑时钟频率的2倍。

本发明还提供了一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构，主要包含前级buck或者boost拓扑和后级推挽两部分，所述前级buck或者boost拓扑采用闭环控制，使buck输出电压稳定在一个固定的值，而后级推挽拓扑采用开环满占空比控制，从而保证各路输出均具有低的负载稳定度和低的交叉调整率。

本发明还提供了一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构，其特征在于：主要包含前级buck拓扑和后级推挽拓扑两部分，所述前级buck拓扑采用闭环控制，使buck输出电压稳定在一个固定的值，而后级推挽拓扑采用开环满占空比控制，从而保证各路输出均具有低的负载稳定度和低的交叉调整率。

作为本发明的进一步改进，所述前级buck拓扑包括buck开关管v5、buck续流二极管v6、buck电感l3、buck输出电容c3、电阻4、电阻r5和调节器，所述buck开关管v5的漏极接输入电压vin,所述buck开关管v5的源极先后接buck电感l3、电感l4、谐振网格、后级推挽拓扑，所buck续流二极管v6的阳极接地，所述buck续流二极管v6的阴极接于所述buck开关管v5的源极、buck电感l3之间，所述buck输出电容c3的一端接地，所述buck输出电容c3的另一端接于buck电感l3、电感l4之间，所述电阻4、电阻r5串联后与所述buck输出电容c3并联，所述buck开关管v5的栅极与所述调节器的一端连接，所述调节器的另一端连接于所述电阻4、电阻r5之间。

作为本发明的进一步改进，所述谐振网格包括调谐电容c4，所述调谐电容c4的一端接于电感l4、后级推挽拓扑之间，所述调谐电容c4的另一端接地。

作为本发明的进一步改进，所述前级buck拓扑包括buck开关管v1、buck续流二极管v2、buck耦合电感l1、buck输出电容c1、buck输出电容c2，所述buck开关管v1的漏极接输入电压vin,所述buck开关管v1的源极先后接buck耦合电感l1、谐振网格、后级推挽拓扑，所述buck续流二极管v2的阳极接地，所述buck续流二极管v2的阴极接于所述述buck开关管v1的源极、buck耦合电感l1之间，所述buck耦合电感l1为共模电压，所述buck输出电容c1、buck输出电容c2的一端分别接地，所述buck输出电容c1、buck输出电容c2的另一端分别与buck耦合电感l1的两个输出端连接。

本发明的有益效果是：采用两种拓扑级联，实现宽范围输入，多路高压输出，输入和输出隔离，而且可以实现低的负载稳定度（大约小于0.5%）和低的交叉调整率（大约小于2%）。同时可以实现软开关技术，提高整体的电源效率。

附图说明

图1是本发明一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构框图。

图2是本发明一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构原理图。

图3是本发明示例性实施例的buck+推挽的谐振拓扑结构示意图。

图4是本发明示例性实施例的功率变换的关键波形图。

图5是本发明示例性实施例的功率变换的实测波形图。

图6是本发明示例性实施例的buck+推挽的另外一种谐振拓扑结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图说明及具体实施方式对本发明作进一步说明。

如图1所示，针对多路高压输出的电源，本发明提供了一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构，主要包含前级buck或者boost或者buck-boost拓扑3和后级推挽或者全桥或者半桥拓扑5两部分，所述前级buck或者boost或者buck-boost拓扑3采用闭环控制，使buck输出电压稳定在一个固定的值，而后级推挽或者全桥或者半桥拓扑5采用开环满占空比控制，从而保证各路输出均具有低的负载稳定度和低的交叉调整率。

如图1所示，所述拓扑结构还包括浪涌抑制电路1、emi电路2、中间母线电压4，所述浪涌抑制电路1的输入端接宽范围输入，所述浪涌抑制电路1的输出端与所述emi电路的输入端连接，所述emi电路2的输出端与所述前级buck或者boost或者buck-boost拓扑3的输入端连接，所述前级buck或者boost或者buck-boost拓扑3的输出端与所述中间母线电压4的输入端连接，所述中间母线电压4的输出端与所述后级推挽或者全桥或者半桥拓扑5的输入端连接，所述后级推挽或者全桥或者半桥拓扑5的输出端接后级多路输出。

如图1所示，通过前级buck或者boost或者buck-boost拓扑3闭环控制可以实现很稳定的buck输出电压值，即中间母线电压4，然后再通过后级推挽或者全桥或者半桥拓扑5实现开环满占空比控制，占空比恒定为45%左右。

如图1所示，所述前级buck或者boost或者buck-boost拓扑3和所述后级推挽或者全桥或者半桥拓扑5之间连接有同步时钟6，前级buck或者boost或者buck-boost拓扑3和后级推挽或者全桥或者半桥拓扑5采用同步时钟6控制，后级推挽或者全桥或者半桥拓扑5为前级buck或者boost或者buck-boost拓扑4时钟频率的2倍。使整个电源的工作频率同步，防止拍频干扰，降低emi噪声。变压器次级采用多绕组可以实现多路高压输出，由于前级buck（或boost、或buck-boost）输出电压是一个很稳定的电压值，通过后级变换器的开环输出，次级的多路高压输出可以实现很好的负载稳定度和交叉调整率。

如图2所示，为宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构原理图，前级拓扑可以采用buck或boost，若采用buck，其输出部分有buck电感，输出电流纹波小；若boost，其输入部分有boost电感，输入电流纹波小，在本示例中采用buck拓扑。后级拓扑可以采用推挽拓扑、或全桥拓扑、或半桥拓扑，在本示例中采用推挽拓扑，因为采用推挽拓扑只需要两个mosfet和两个低边驱动信号就可以实现，若采用全桥或者半桥，需要增加隔离驱动电路，会增加其他的外围电路和成本。而对多路高压输出的整流方式，次级输出可以采用二倍压的整流方式、或桥式整流方式、或者两种的组合方式。针对次级输出的不同负载电流，对输出电流较小的输出路可以采用二倍压整流电路8的整流方式，对输出电流较大的输出路可以采用桥式整流电路7，然后通过级联的方式实现高压多路输出。例如在本发明实例中，实现了700v、2900v、3350v、3640v、5050v、9500v的6路高压输出。

如图3所示，为buck+推挽的谐振拓扑结构示意图。此拓扑采用前级buck拓扑+后级推挽拓扑，在buck拓扑中v5为buck开关管，v6为buck续流二极管，l3为buck电感，c3为buck输出电容。在推挽拓扑中，t2为推挽变压器，v7和v8为推挽的开关管，lk2为变压器t2的等效漏感，cp3和cp4为变压器t2的寄生电容、cds7和cds8分别为开关管v7、v8的等效寄生电容。另外，为了实现软开关技术，在本示例中增加了电感l4和调谐电容c4，电感l4的电感量需要足够大，它与buck稳定输出的电压源构成了一个电流源特性，为后级推挽拓扑实现lc谐振提供电流源，电容c4为谐振电容。为实现多路高压输出，变压器t2绕组数量必然多，导致变压器寄生参数（寄生电容和漏感）大，导致后级拓扑效率降低，但是本方案拓扑充分利用了变压器的寄生参数和开关管的寄生电容参与lc谐振，实现了变换器开关管的软开关特性，即可以实现原边开关管的零电压开通（zvs）和副边整流二极管的零电流关断（zcs）。

如图4所示，为本发明示例的buck+推挽谐振拓扑的功率变换关键波形，vg7为开关管v7的驱动波形，vg8为开关管v8的驱动波形，vds-7为开关管v7的漏源极波形，il为原边mos管的励磁电流波形，id为副边二极管的整流波形。

实现原边开关管的零电压开通（zvs）和副边整流二极管的零电流关断（zcs）的工作过程如下：

如图3-4所示，电感l4（假设电感l4足够大）和buck稳定输出的电压源构成了一个电流源特性，为后级推挽拓扑实现lc谐振提供电流源，当开关管v7导通时，调谐电容c4和寄生电容（cp3、cds7）与变压器漏感lk2谐振，因此一个正弦型的电流流过开关管v7和输出电容。在一段导通时间ton之后谐振电流刚好到零，此时变压器副边整流二极管的电流也谐振到零，副边整流二极管的零电流关断（zcs），同时开关管v7关断。然后存储在变压器中的励磁能量用于在励磁电感和寄生电容cp3谐振使变压器绕组上的电压反向。因此在开关管v7上的电压上升到2倍输入电压，并且在开关管v8上的电压降低到零，在经过一段死区时间过后开关管v8开通，实现了开关管v8的零电压开通（zvs）。当开关管v8导通时，调谐电容c4和寄生电容（cp4、cds8）与变压器漏感lk2谐振，因此一个正弦型的电流流过开关管v8和输出电容，之后重复上述相同的谐振过程，实现副边二极管的零电流关断（zcs）和开关管v7的零电压开通（zvs）。

图5为本发明示例的buck+推挽谐振拓扑的功率变换实测波形，通道1为开关管v7的驱动波形，通道2为开关管v7的漏源极波形，通道3为原边mos管的励磁电流波形，通道4为副边二极管的整流波形。从实际测试波形中验证了原边开关管v7或v8实现的零电压开通（zvs）和副边整流二极管的零电流关断（zcs）。

如图6所示，为buck+推挽的另外一种谐振拓扑结构示意图。此拓扑采用前级buck拓扑+后级推挽拓扑，在buck拓扑中v1为buck开关管，v2为buck续流二极管，l1为buck耦合电感，c1和c2为buck输出电容。在推挽拓扑中，t1为推挽变压器、v3和v4为推挽的开关管，lk1为变压器t1的等效漏感，cp1和cp2为变压器t1的寄生电容、cds3和cds4分别为开关管v3、v4的等效寄生电容。此拓扑的前级buck部分采用加权控制buck输出，稳压每一路输出，相对图3所示的拓扑减少了一个大电感l4，其工作原理如上所示，同样可以实现原边开关管的零电压开通（zvs）和副边整流二极管的零电流关断（zcs）。

本发明提供的一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构，充分利用了变压器的寄生参数和开关管的寄生电容参与lc谐振，实现了原边开关管的零电压开通（zvs）和副边整流二极管的零电流关断（zcs）。

通过本发明提供的一种宽输入电压范围多路高压输出的拓扑结构，可以解决现有技术的宽输入电压范围多路高压输出的负载稳定度差和交叉调整率差的问题，同时可以实现软开关技术，提高整体的电源效率。而本发明的具体实例，可以实现负载稳定度＜0.5%，交叉调整率＜2%的优越性能指标，电源满载时（输出功率为500w）的效率高达94%。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。