用于旋转电机的控制系统的制作方法

本发明涉及一种用于旋转电机的控制系统及其对应的控制处理。该系统尤其包括ac-dc转换器-也已知为逆变器。

本发明更具体地应用于可逆多相类型的旋转电机，已知为阿尔特诺启动器(alterno-starters)，其用于汽车工业中。

背景技术：

逆变器使得能够从dc源生成操作多相旋转电机所必需的多相电流。

通常，逆变器包括形成几个动力臂的切换构件，每个动力臂包括两个级别上的经典桥架构中的两个切换构件。

同一动力臂的一对切换构件的中点连接到旋转电机的定子的相绕组。

法雷奥电机设备公司(valeoelectronique)的法国专利申请fr2745445描述了在交流发电机的定子输出端的整流桥，其也用作电动机的相的控制桥，桥臂的功率晶体管由控制单元供应的方波信号序列控制。这种“全波”控制对于本领域技术人员来说是公知的。

切换构件也可以通过称为mli(或英语pwm，“脉冲宽度调制”的首字母缩写)的脉冲宽度调制处理来调节。

图1以概要的方式图示了脉冲宽度调制矢量控制的原理，电机104在三相情况下图示。

对于该控制，调节两个值id和iq，它们是使用作为菲涅耳参考系中的电压矢量的分量的两个控制值vd和vq的、菲涅耳参考系中的强度矢量的分量。

例如，对两个值vd和vq执行逆派克变换t^-1，并且对于每个相位从它们推导出电压100。

通过计算101从逆变器29的每个切换元件的电压100确定切换信号102。计算切换信号102，使得供应到机器的电相的电压取值100。这些切换信号102属于mli类型。

打算用于机器104的每个相的电流103离开逆变器29。

然后执行变换t，例如派克变换，以从电流103确定菲涅耳参考系中的两个id值和iq。

将两个id和iq值作为参考值，例如取决于机器的参考扭矩c，然后通过比例积分微分型处理器提交用于校正，以分别推导出vd和vq。

法雷奥电机设备公司(valeoequipementselectriquesmoteur)的法国专利申请fr2895598描述了多相逆变器的特定mli控制处理，其同时使能减少通过切换的任何损耗并且允许减小去耦电容器中的有效电流，以便减小电源电压的波动。

法雷奥电机设备公司(valeoequipementselectriquesmoteur)的法国专利申请fr3004299公开了例如根据旋转电机的转子的转动速度改变控制策略。

加拿大专利申请ca2027983描述了每当转动速度增加时就在mli控制到全波控制之间转换的策略。特别地，提出了当电流斩波量超过某一数量时在两个控制之间的切换。还描述了转换策略的类似实施例。

加拿大专利申请ca2631299描述了在从mli到全波控制的转换之间插入瞬变相(transientphase)。

然而，这两个专利申请没有规定在转换时控制机器的电变量。

通常，在mli和全波控制之间转换时，也称为最大维持电压的电压矢量的模数的最大值改变。两种模式之间的电压矢量的模数的这种差异抑制了平滑转换，并且将生成麻烦的瞬态电流。

技术实现要素：

本发明的目的是满足该需求，同时弥补上述这些缺点中的至少一个。

根据本发明，提出了一种用于包括定子和转子的多相和同步旋转电机的控制系统，上述控制系统包括：

-电子板，根据菲涅耳参考系中的强度矢量生成定子切换信号；

-逆变器，能够根据定子切换信号来换向(commutate)电压源，以便向每个定子绕组供应具有电脉冲的电压和强度，使定子生成定子磁通量，所述定子磁通量在派克变换后具有分量phid和phiq；

-定子的相绕组电流的传感器；和

-转子的转动速度及其位置的传感器；

其中，逆变器和电子板被配置为根据利用最大可维持电压和具有最大值的调制指数的脉冲宽度调制矢量控制模式、以及根据利用具有固定值的调制指数的全波控制模式操作。

根据本发明的一般特征，在脉冲宽度调制矢量控制模式和全波控制模式之间转换时，逆变器和电子板被配置为根据固定电压控制模式操作，根据其，逆变器和电子板根据其中强度矢量的iq分量被调节的脉冲宽度调制矢量控制模式操作，对应的电压矢量的模数具有由电子板确定的值。

通过明智地选择电压模数的值并通过控制实际强度值，固定电压控制模式一方面能够在脉冲宽度调制矢量控制模式和全波控制模式之间转换时避免电压模数的变化，另一方面提供了稳定性。

例如，选择固定电压控制模式，根据该模式，在基于脉冲宽度调制矢量控制模式其激活时，供应到定子的电压的模数等于在脉冲宽度调制矢量控制模式期间供应到定子的电压的模数。

以相同的方式，可以选择固定电压控制模式，根据该模式，在激活全波控制模式时，供应到定子的电压的模数等于在全波控制模式期间供应到定子的电压的模数。

因此允许电压模数和调制指数的值的连续性。

然而，利用该控制，可以通过控制iq分量来调节由电机施加的扭矩的值。

根据单独或组合采取的其他特征：

-电子板被配置为使得当转子的转动速度超过跳闸速度(tripspeed)时激活固定电压控制模式，然后关断(deactivated)脉冲宽度调制矢量控制模式。

当电机的转动速度增加时，有利的是从mli控制模式改变到另一控制模式。实际上，在同步电机中，转动速度的增加对应于电脉冲的增加，造成mli控制不太有效。

因此，通过在超过跳闸速度时提出激活固定电压控制模式，当mli控制变得不太有效时，使用固定电压控制模式。

电子板被配置为使得当转子的转动速度超过停止速度时激活全波控制模式，然后关断固定电压控制模式。

同样地，当根据固定电压控制，调制指数的值或电压矢量的模数达到它们将根据全波控制模式达到的它们的值时，改变到全波控制模式是可能的。

-根据固定电压控制模式，电子板和逆变器被配置为根据其中电压矢量的vd分量被命令以控制iq分量的脉冲宽度调制控制模式操作，并且使用以下等式确定电压矢量的vq分量：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝(vdc./.2)×m，其中

m＝mli_max+(mmpo-mmli_max./.n_po_min-n_mli_max)×

(n-n_mli_max)，n是机器的转子的转动速度。

因此，允许这样的调制指数，其在转动速度n_mli_max和n_po_min之间变化，并且关于这两个速度分别取值mmli_max和mpo。由此确保调制指数值的连续性。

电子板被配置为使得在激活固定电压控制模式的一段时间之后激活全波控制模式，然后关断固定电压控制模式。

使用在某一时段dt期间有效的控制模式。

-根据固定电压控制模式，电子板和逆变器被配置为根据脉冲宽度调制矢量控制的控制模式操作，其中电压矢量的vd分量被命令以控制强度矢量的iq分量，并且电压矢量的vq分量使用以下等式确定：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝vdc./.2×m，其中

m＝mmli_max+(mpo-mmli_max./.dt)xt，t∈[0，dt]。

因此，允许调制指数在时间t＝0和时间t＝dt之间变化，并且关于这两个时段分别取值mmli_max和mpo。

由此确保调制指数的值的连续性。

-电子板被配置为使得当转子n的转动速度超过停止速度时，激活固定电压控制模式，然后关断脉冲宽度调制矢量控制模式，并且使得然后在某一时间之后关断固定电压控制模式，然后激活全波控制模式。

尽管转动速度为n_po_min，即原则上高于n_mli_max的速度，仍使用在某一时段dt期间有效的控制模式。

-根据固定电压控制模式，电压矢量的模数根据转子的转动速度线性增加。

因此，存在所供应的电压模数的值的线性增加，这是有利的，因为可以避免任何瞬变效应。

-根据全波控制模式，电子板和逆变器被配置为使得电压矢量的vd分量被命令以控制强度矢量的iq分量，并使用以下等式确定电压矢量的vq分量：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝vdc./.2xmpo。

-包括线圈的转子，根据脉冲宽度调制矢量控制模式，逆变器和电子板被配置为根据瞬态控制模式操作，根据该模式，逆变器和电子板根据控制强度矢量的iq分量的脉冲宽度调制矢量控制模式操作，并且其中调节强度矢量的id分量或线圈电流，使得电压矢量的模数取电子板所确定的值。

瞬态控制模式使得电压矢量的模数值能够降低到比如果已经使用传统的矢量控制mli模式所达到的值更高的值。

这允许不太突然地转换到全波控制模式，因为电压模数的变化不是那么大。然而，电压矢量的模数值小于最大可维持电压，使得根据mli矢量模式进行控制是可能的。

-电子板被配置为使得当转子的转动速度超过跳闸速度时激活瞬态控制模式。

-电子板被配置为使得在某一时间之后关断瞬态控制模式，然后激活固定电压控制模式。

-电子板被配置为使得当转子的转动速度超过跳闸速度时关断瞬态控制模式，然后激活固定电压控制模式。

-根据瞬态控制模式，电压矢量的模数根据转子的转动速度线性增加。

因此，存在所供应的电压的模数的值的线性增加，这是有利的，因为可以避免任何瞬变效应。

-根据瞬态控制模式，调节id分量或绕组电流，使得电压矢量的模数取最大可维持电压的值。

然后，瞬态控制模式使电压矢量的模数值能降低到最大值，以便它可以等到可以使用mli矢量模式为止。因此，促使调制指数的值更接近全波控制的调制指数值。

电子板使用应用于phid分量的函数确定强度矢量的id分量的值，phid分量基于最大定子磁通量和phiq分量确定。

因此，假设定子的磁通量取最大值并且通过调节所讨论的phid分量，继续控制直接连接到机器的扭矩的phiq分量，同时允许电压矢量的模数增加。这允许控制，根据该控制，由机器生成的扭矩保持在发动机控制单元所需的值。

-电子板在瞬态控制模式期间使用应用于phid分量的函数来确定线圈电流的值，phid分量基于最大定子磁通量和phiq分量确定。

以相同的方式，由于假设定子的磁通量取其最大值，因此继续命令phiq分量，该phiq分量直接连接到机器的扭矩同时允许电压矢量的模数增加。因此允许控制，根据该控制，由机器生成的扭矩保持在发动机控制单元所需的值。

-phiq分量借助于相绕组中的电流来确定。

为此目的，例如可以进行旋转电机的映射。

-最大定子磁通量由电子板使用最大可维持电压和电脉冲来确定。

根据另一方面，本发明还旨在一种用于包括定子和转子的多相和同步旋转电机的控制处理，上述控制系统包括：

-根据菲涅耳参考系中的强度矢量i生成定子切换信号；

-逆变器根据定子切换信号来切换电压源，以向每个定子绕组供应电压和电脉冲强度we，使得定子生成定子磁通量phi，定子磁通量phi在派克变换后具有分量phid和phiq；

-测量定子的相绕组电流；

-检测转子的转动速度及其位置；

-逆变器进行具有最大可维持电压和具有最大值的调制指数的脉冲宽度调制矢量控制类型的控制；和

-逆变器进行具有固定值的调制指数的全波控制类型的控制，

根据一般特征，该控制处理包括在脉冲宽度调制矢量控制类型的控制和全波控制类型的控制之间转换时，逆变器进行其中强度矢量的iq分量被调节的脉冲宽度调制矢量控制类型的固定电压控制，对应电压矢量的模数具有确定值。

根据单独或组合采取的其他特征：

-当转子n的转动速度超过跳闸速度时，激活固定电压控制，然后关断脉冲宽度调制矢量控制类型。

当转子n的转动速度超过停止速度时，激活全波控制模式，然后关断固定电压控制。

-根据固定电压控制，电压矢量的vd分量被命令以控制iq分量，并使用以下等式确定电压矢量的vq分量：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝(vdc./.2)×m，其中

m＝mli_max+(mpo-mmli_max)./.n，po_min-n_mli_max)

x(n-n_mli_max)，n是机器的转子的转动速度

-在激活固定电压控制模式的时段后激活全波控制类型，然后关断固定电压控制。

-使用电压矢量的vd分量的固定电压控制被命令以控制强度矢量的iq分量，并使用以下等式确定电压矢量的vq分量：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝vdc./.2×m，其中

m＝mmli_max+(mpo-mmli_max)./.dt×t，t∈[0，dt]。

-当转子n的转动速度超过停止速度时，激活固定电压控制，然后关断脉冲宽度调制矢量控制类型的控制，并且然后在一段时间后关断固定电压控制，然后激活全波控制类型的控制。

-根据固定电压控制，电压矢量v的模数根据转子n的转动速度线性增加。

-根据全波控制，vd分量被命令以控制iq分量，并使用以下等式确定vq分量：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝vdc./.2×mpo。

-由脉冲宽度调制矢量控制类型控制的包括线圈的转子包括脉冲宽度调制矢量控制类型的瞬态控制，其控制强度矢量的iq分量，并且其中调节强度矢量的id分量或线圈电流，使得电压矢量的模数取确定值。

-当转子n的转动速度超过跳闸速度时，激活瞬态控制。

-在某一时间后关断瞬态控制，然后激活固定电压控制。

-当转子n的转动速度超过跳闸速度时，关断瞬态控制，然后激活固定电压控制。

-根据瞬态控制，电压矢量的模数根据转子n的转动速度线性增加。

-根据瞬态控制，调节id分量或线圈电流，使得电压矢量的模数取最大可维持电压的值。

-在瞬态控制中，使用应用于phid分量的函数确定强度矢量的id分量的值，phid分量基于最大定子磁通量phim和phiq分量确定。

-在瞬态控制时，使用应用于phid分量的函数确定线圈电流的值，基于最大定子磁通量phim和phiq分量确定phid分量。

使用相绕组电流确定phiq分量。

-使用最大可维持电压和电脉冲确定最大定子磁通量phim。

附图说明

本发明的其他特征和优点将在审视实施方法和实施例以及附图的详细描述时出现，并非限制性的，并且附图中：

图1以概要的方式图示了根据现有技术的脉冲宽度调制矢量控制的原理；

图2图示了根据本发明的旋转电机的控制系统；

图3图示了根据本发明实施例的调制指数的进展；

图4图示了根据本发明实施例的电机的控制处理；

图5图示了根据本发明另一实施例的电机的控制处理；

图6图示了根据本发明实施例的电机的控制处理；和

图7图示了根据本发明实施例的电机的控制处理。

相同、相似或类似的元件将从一个图形到另一个图形保持相同的附图标记。

具体实施方式

在描述的后续部分中，本领域技术人员公知的首字母缩略词mli用于指示脉冲宽度调制。

图2图示了用于包括定子31和转子30的多相和同步旋转电机的控制系统，定子31设有例如连接到中性点的三相绕组8、9和10。在描述的后续部分中，电压矢量v和强度矢量i在菲涅耳参考系中定义。电压矢量v具有分量vd和vq，并且可以使用逆派克变换与每个相绕组8、9和10的电压以及必要时的中性点的电压连接。以相同的方式，强度矢量i具有分量id和iq，并且使用对每个相绕组的强度执行的派克变换来获得。

该控制系统包括：

-定子的相绕组中的电流的传感器15。

-电子板16，用于生成定子切换信号。根据菲涅耳参考系中的强度矢量i生成这些定子切换信号。例如，初始地基于强度矢量i计算电压控制矢量v1，并且基于该电压控制矢量v生成定子切换信号。电子板例如配备有微处理器17。

-逆变器29，其能够根据定子切换信号使得递送dc(vdc)的电压源1换向，以向每个定子相绕组8、9和10供应电压和电脉冲强度we，使得定子生成定子磁通量phi，该定子磁通量phi在派克变换后具有分量phid和phiq。根据该示例性实施例，逆变器29包括三个臂，这三个臂分别连接到三相绕组。每个臂包括两个晶体管2a、2b、4a、4b、6a、6b和两个二极管3a、3b、5a、5b、7a、7b。二极管3a、3b、5a、5b、7a、7b分别与晶体管2a、2b、4a、4b、6a、6b并联连接。电子板16被配置为向这些晶体管中的每一个发射定子切换信号。

-也称为机器的转动速度的转子的位置和转动速度的检测器14，例如该检测器14具有包括具有霍尔效应的传感器的模块。

转子30例如包括线圈13以生成意欲与定子磁通量phi相互作用的转子磁通量phir，上述线圈13是由线圈电流ir馈电，该线圈电流由转子切换系统12生成，转子切换系统12调制电压源1的电压。转子切换系统12例如由晶体管实现。电子板16被配置为向转子切换系统12发射转子切换信号，以便控制线圈电流，这可能将二极管11与线圈并联连接。

电子板和逆变器被配置为根据具有最大可维持电压v_maxmli和具有最大值mmli_max的调制指数m的脉冲宽度调制矢量控制模式22、以及根据具有固定值mpo的调制指数m的全波控制模式24来操作。

根据脉冲宽度调制矢量控制模式22，可以提出例如两个调节值是强度矢量的id和iq分量，并且两个控制值是电压矢量的两个vd和vq分量，电压矢量和强度矢量在菲涅耳参考系中表示。

在这种情况下，以类似于图1所示的原理的方式，基于使用派克变换的定子的相绕组电流的电子板将计算id和iq分量。然后，根据这些id、iq值和与电机操作有关的功能，例如特别是由机器施加的扭矩、和由检测器14指示的转动速度，电子板将从控制vd和vq推导出两个值。然后，电子板应用逆派克变换，以便确定对应的多相电压和必要时的中性点的电位，并从中推导出作为mli信号的定子切换信号。

然后调制指数给出下面的等式：

m＝√(vq2+vd2./.vdc)≤mmli_max。

脉冲宽度调制矢量控制模式具有对应于电压矢量的可接受最大模数的最大可维持电压v_maxmli。在三相电流的情况下，v_maxmli具有值vdc./.√3。

根据全波控制模式24，提出定子切换信号具有方形形状并且具有固定宽度。这些信号对应于菲涅耳参考系中的电压矢量，其唯一的相位是可调的并且其幅度是固定的。

例如，在全波控制模式中，配置所述板和逆变器，以便命令电压矢量的vd分量来控制强度矢量的iq分量，并且使用以下等式确定电压矢量的vq分量：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝vdc./.2×mpo，mod(v)对应于矢量v的模数。

因此，知道全波相位信号的形状并通过考虑该信号的基本原理，菲涅耳参考系中的电压矢量的模数是固定的并且等于2×vdc./.π。

vdc./.√3和2xvdc./.π之间的差对应于在本发明的目的的介绍中已经提到的两个mli和全波模式之间的电压矢量v的模数的差。

电压矢量的模数可以根据公式直接连接到调制指数m：

m＝mod(v)./.vdc./.2，其中，mod(v)表示电压矢量v的模数。

因此，根据该示例性实施例获得分别等于2./.√3和4./.π的mmli_max和mpo。

图3图示了根据转子的转动速度和根据调制模式的调制指数m的进展。更确切地说，图3图示了包括对应于调制指数值的轴19和对应于机器转动速度值的轴18的参考系中的两条曲线27和28。

曲线27对应于调制指数可以采用的最大值，该值尤其取决于控制旋转电机的模式。

曲线28对应于调制指数的值，调制指数通过上述公式：m＝mod(v)./.vdc/2，直接连接到电压矢量的模数。

在脉冲宽度调制矢量控制22和全波控制24的模式之间转换时，逆变器和电子板被配置为根据固定电压控制模式23操作。这种固定电压控制模式23起到了在两种控制模式之间转换的作用，这两种控制模式在矢量模数或调制指数方面都有所不同。

如图3所示，在脉冲宽度调制矢量控制模式22期间，调制指数m是可变的并且可以取mmli_max作为其最大值。因此，曲线27叠加在值mmli_max上。

同时在由图3中的间隔24限制的全波控制模式24期间，调制指数m具有固定值mpo，其由曲线27和曲线28叠加。

在由图3中的间隔23限制的固定电压控制模式23期间，调制指数m具有在mmli_max和mpo之间的可变值。

根据固定电压模式，使用派克变换根据每个定子相绕组中的强度确定强度矢量的id和iq分量，然后确定vd和vq控制分量的值。然后执行逆派克变换，以便确定每个绕组的端子处的电压和必要时中性点的电压，从其推导出逆变器的每个臂的定子切换信号。

更确切地说，强度矢量i的iq分量借助于使用电压矢量v作为控制的脉冲宽度调制来调节，电压矢量v的模数具有由电子板确定的值。

根据第一示例，命令电压矢量的vd分量以根据脉冲宽度调制控制来控制iq分量，并且使用以下等式确定电压矢量的vq分量：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝(vdc./.2)×m，其中

m＝mli_max+((mpo-mmlimax./.(n_po_min-n_mli_max)x

(n-n_mli_max)，(公式1)，n是机器的转子的转动速度。

因此，使用调制指数确定电压矢量的模数值。使用速度n_po_min、n_mli_max、mpo和mmli_max并且利用与转动速度成比例的值来确定调制指数。

根据第二示例，电压矢量的vd分量被命令以控制强度矢量的iq分量，并且使用以下等式确定电压矢量的vq分量：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝vdc../..2×m，其中

m＝m_i+(m_f-m_j)./.dt×t，t∈[0，dt]。(公式2)

其中

-m_i表示在固定电压控制期间的指数调制的初始值，并且以这种方式确保调制指数的连续性，在从mli矢量控制22型的模式转换到固定电压控制模式23的时间，调制指数m的值例如m＝mmli_max。

-m_f表示在固定电压控制期间的指数调制的最终值，并且取值m_f＝mpo，以确保在转换到模式全波模式时调制指数的连续性。

-dt对应一时间段。例如，dt对应于固定电压控制模式的激活时段。

因此，使用调制指数确定电压矢量的模数值。借助于mpo和mmli_max和dt来确定调制指数，dt等于给予固定电压控制模式23的时段，使得调制指数从例如等于脉冲宽度调制的最大调制指数的值演变到全波调制指数mpo的值。

根据第一和第二示例，因此通过脉冲宽度调制获得控制变量vd和vq的两个值，以便确保调节分量id和iq的电流矢量i。

根据第一和第二示例，为了使用vd控制来控制iq，例如vd可以连接到iq，使用将通量链接到旋转电机中的强度的公式，仅考虑永久模式，即在类型vd＝rxid+lxdid./.dt-wexfu的公式中取消did./.dt，其中r代表定子绕组的电阻，we是电脉冲，fu是定子的磁通量，l是定子绕组的电感。

另外，电压矢量的模数值与调制指数m直接连接，如果模数电压矢量的值根据转子n的转动速度线性增加，则获得第一示例。

以同样的方式，对于第二示例，如果转子的转动速度根据时间线性增加，即根据斜坡，则电压矢量模数的值根据转子n的转动速度线性增加。

根据电机的速度，脉冲宽度调制矢量控制模式22在图3所示的间隔22期间有效，直到跳闸速度n_mli_max为止，以及全波控制模式24在间隔24期间基于如图3所示的停止速度n_po_min有效。

例如，n_mli_max是在电时间期间由mli信号的周期数固定的值。例如，可以选择n_mli_max＝4500rpm。

例如，n_po_min是根据电机的f.e.m固定的值，使得电机中的电流不会太大。例如，可以选择n_po_min＝5000rpm。

在脉冲宽度调制矢量控制模式22和全波控制模式之间，提出了在图3中的间隔23期间有效的固定电压控制模式23。

换句话说，电子板配置为一方面使得当转子n的转动速度超过跳闸速度n_mli_max时激活固定电压控制模式23，然后关断(deactivated)脉冲宽度调制矢量控制模式22，另一方面使得当转子n的转动速度超过停止速度n_po_min时激活全波控制模式24，然后关断固定电压控制模式23。

根据另一实施例，可以提出，电子板被配置为使得当转子n的转动速度超过停止速度n_po_min或跳闸速度n_mli_max时，激活固定电压控制模式，然后关断脉冲宽度调制矢量控制模式，并然后在某一时间(例如dt)之后关断固定电压控制模式，然后激活全波控制模式。

如图3所示，还可以提出脉冲宽度调制矢量控制模式22包括分别由图3中的间隔25和26限制的两个操作处理。

间隔25限制脉冲宽度调制矢量控制模式25，根据该模式提出：作为id和iq电流的函数，计算控制矢量v以便例如优化机器的性能。

间隔26限制瞬态控制模式26，根据该模式，调节强度矢量i的id分量和iq或iq分量和线圈电流ir，电压矢量的模数具有由电子板确定的值。换句话说，根据瞬态控制模式，调节iq分量，调节强度矢量i的id分量或线圈电流ir，使得对应的电压矢量v的模数取确定值。

更准确地说，瞬态控制模式26是mli矢量控制的模式，根据该模式，电压矢量v用作控制以调节id和iq分量或iq分量和线圈电流ir。

例如，可以提出电压矢量的模数由下文阐明的另一关系确定。无论什么原因，电压矢量的模数值小于或等于最大可维持电压，即在三相电机的情况下，电压矢量的模数小于或等于vdc.../.√3。

根据第一示例，可以提出，根据前述另一关系，电压模数取最大可维持电压的值。也就是说，在三相电机的情况下，电压矢量的模数等于vdc./.√3。

根据第一示例，在第一种情况下，可以使用应用于phid分量的函数，来确定强度矢量的id分量的值。为此目的，确定借助于预先对旋转电机执行的并且存储在电子板16中的映射处理连接phid和id的函数。

根据第一示例，在第二种情况下，为了确定转子的线圈电流的值ir，可以使用应用于phid分量的函数。为此目的，可以确定借助于预先对旋转电机执行的并且存储在电子板16中的映射处理连接phid和ir的函数。

根据第一和第二种情况，可以基于磁通量最大定子phim和phiq分量来确定phid分量。为此目的，可以使用公式：

phid＝√(phim^2-phiq^2)。

根据第一和第二种情况，使用相绕组中的电流确定phiq分量。例如，phiq分量被确定为iq的函数，phiq＝g(iq)。为了确定函数g，例如可以使用存储在电子板16中的对旋转电机执行的初步映射处理。

此外，根据第一和第二种情况，最大定子磁通量phim由电子板使用最大可维持电压v_maxmli和电脉冲we确定。更确切地说，为此可以使用phim公式v_maxmli./.we。

对于第一和第二种情况，根据计算方式，可以通过映射来确定函数f，根据该映射，phid＝f(id+k.ir)，其中k是常数。因此，通过固定id分量与ir相比的相对值，根据这种计算方式，可以确定根据phid的id分量和电流ir的值。

换句话说，根据第一示例的实施例，可以利用phim公式＝v_maxmli./.we来确定phim，可以通过公式phiq＝g(iq)确定phiq，从中能推导出phid，并通过反转函数f，即通过应用f^-1函数并同时固定id分量相对于电流ir的相对值，可以从中推导出id和ir。

然后，使用分量id和iq，能从脉冲宽度调制矢量控制的两个控制变量vd和vq推导出两个控制变量的值，使得电压矢量的模数为v_maxmli。

根据第二示例，如图3所示，根据前述其他关系，电压矢量的模数mod(v)根据转子n的转动速度线性地增加，但是不高于最大可维持电压，即在三相电机的情况下电压矢量的模数小于vdc./.√3。

例如，用于第一示例的计算可以应用于具有phim公式＝mod(v)./.we的电机的大量转动速度。

根据该第二示例，在激活瞬态控制模式时，可以提出电压矢量的模数等于传统mli矢量25所获得的模数，以确保调制指数的连续性。

例如，通过超过跳闸速度n_mli_opti_max的转子n的转动速度，来开始瞬态控制模式26的激活。

例如，可以提出，当设想除了瞬态控制模式之外的固定电压控制模式23时，n_mli_opti_max是与n_mli_max相比不太远的固定值，以便不会过度降低性能。当除了瞬态模式之外没有设想固定电压控制模式23时，例如可以选择与n_po_min相关的n_mli_max。但是，例如可以选择n_mli_opti_max＝4300rpm。关于瞬态控制模式的关断，例如可以配置电子板，使得在某一时间之后关断瞬态控制模式，然后激活固定电压控制模式。

还可以提出，电子板被配置为使得当转子n的转动速度超过跳闸速度n_mli_max时关断瞬态控制模式，然后激活固定电压控制模式。

然而，根据如图6所示的对应处理中的另一实施例，可以提出脉冲宽度调制矢量控制模式22包括脉冲宽度调制控制模式25和瞬态控制模式26，而不存在固定电压控制模式23。

换句话说，在该实施例中，可以直接从与脉冲宽度调制矢量控制模式22有关的瞬态控制模式26到全波控制模式24进行改变。在该实施例中，例如瞬态控制模式可以根据第一示例的第一或第二种情况设想，即特别是在三相电机的情况下，电压矢量的模数等于vdc./.√3。

图3还图示了间隔21和20，它们分别对应于矢量类型控制21和标量类型控制。

间隔21对应于脉冲宽度调制矢量控制模式的间隔22。实际上，在脉冲宽度调制模式中，设想控制两个变量，即例如，借助于两个变量vd和vq来控制id和iq。

间隔22尤其包括间隔26，间隔26是mli矢量控制的模式。实际上，根据瞬态控制模式，使用mli调节值id和iq或ir和iq，使得电压矢量模数v的模数取确定值。然而，根据瞬态控制的模式，电压矢量的模数值小于可以利用脉冲宽度调制获得的最大值。该值(也称为最大维持电压v_maxmli)在三相电机的情况下等于vdc./.√3。

间隔20对应于间隔23并且还对应于间隔24。

实际上，全波控制模式24是标量控制模式，在该模式期间，仅调节一个参数，因为使用电压矢量控制，其中的唯一相是可变的。

以相同的方式，固定电压控制模式23是标量控制的模式，在该模式期间，强度的两个分量中的仅一个通过mli调制来调节，而另一个分量基于电压矢量的模数的值被固定而取附带值(incidentalvalue)。根据固定电压控制模式，电压矢量的模数值高于利用脉冲宽度调制所能获得的值，也称为最大可维持电压v_maxmli。最大可维持电压等于vdc./.√3：在三相电机的情况下。

图4图示了根据本发明的实施例的电机的控制处理。这包括以下步骤：

22：脉冲宽度调制矢量控制模式22，其包括两个子步骤25和26。

子步骤25：上述脉冲宽度调制控制模式25，根据该模式设想：取决于电流id和iq，计算控制矢量v以优化例如机器的性能。

子步骤26：上述瞬态控制模式26。对应地，根据包括上面阐明的第一和第二种情况的第一示例，可以提出，在三相电机的情况下电压矢量的模数等于vdc./.√3。根据上面阐明的第二示例，电压矢量的模数mod(v)根据转子n的转动速度线性增加。

图23：上述固定电压控制模式23。对应地，根据上述第一和第二示例，电压矢量的vd分量被命令以根据脉冲宽度调制控制来控制iq分量，电压矢量的模数mod(v)是固定的，并且电压矢量的vq分量使用以下等式确定：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝(vdc./.2)×m。使用等式1或等式2确定调制指数。

24：上述全波控制模式24。根据已经陈述的内容，电压矢量的vd分量被命令来控制强度矢量的iq分量，并且使用以下等式确定电压矢量的vq分量：

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝vdc./.2×mpo。

例如，当转子n的转动速度超过跳闸速度n_mli_opti_max时，瞬态控制26被激活。

可以提出，在某一时间之后关断瞬态控制26，然后激活固定电压控制23。

还可以提出，当转子n的转动速度超过跳闸速度n_mli_max时，关断瞬态控制26，然后激活固定电压控制23。

例如，当转子n的转动速度超过跳闸速度n_mli_max时，激活固定电压控制23，然后关断脉冲宽度调制矢量控制22类型的控制。

还可以提出，当转子n的转动速度超过停止速度n_po_min时，激活全波控制24类型的控制，然后关断固定电压控制23。

根据另一实施例，当转子n的转动速度超过停止速度n_po_min或跳闸速度n_mli_max时，激活固定电压控制23，然后关断脉冲宽度调制矢量控制类型的控制，然后在某一时间后关断固定电压控制23，然后激活全波控制类型的控制。

图5图示了根据本发明另一实施例的电机的控制处理。其区别在于它不包括固定电压控制模式23，因此它包括以下步骤：

22：脉冲宽度调制矢量控制模式22，其包括两个子步骤25和26，它们类似于图4所示实施例的子步骤。

24：全波控制模式是全波控制模式24，其类似于图4所示实施例的模式。

例如，当转子n的转动速度超过跳闸速度n_mli_opti_max时，瞬态控制26被激活。

可以提出在某一时间之后关断瞬态控制26，然后激活全波控制模式24。

还可以提出，当转子n的转动速度超过跳闸速度n_mli_max时，关断瞬态控制，然后激活全波控制模式。

如图6所示，该处理还包括以下步骤：

32：根据菲涅耳参考系中的强度矢量i生成定子切换信号；

33：根据定子切换信号通过电压源的逆变器进行切换，以向每个定子绕组供应电压和强度，

34：测量定子的相绕组电流。该测量例如使用电流传感器15来执行。

35：检测转子n的转动速度。该检测例如使用转子转动速度的检测器14进行。

例如，图4所示的处理的每个步骤或子步骤25、26、23和24或图5所示的处理的每个步骤或子步骤25、26和24包括以上提到的步骤32、33、34和35。

无论图4所示的处理的步骤或子步骤25、26、23和24、或图5所示的处理的步骤或子步骤25、26和24，在步骤32的时间，人们通过派克变换，根据在定子的每个相绕组中在步骤31时测量的强度，确定强度矢量的id分量和iq，然后确定控制分量vd和vq的值。为了确定这些分量，可以基于mli控制原理，使用比例积分微分型校正处理器，如图1所示。在这种情况下，必须在从一种控制模式转换到另一种控制模式时，初始化这些校正处理器。然后执行逆派克变换以确定每个绕组的端子处的电压值和必要时的中性点处的电压值，从其推导出逆变器的每个臂的定子切换信号。

图7图示了根据实施例的各种控制模式之间的转换：mli矢量控制类型的模式22、固定电压控制模式23和全波控制模式24。根据初始控制模式和改变到的控制模式的数量，转换被编号为2223、2324、2423和2322。

根据mli矢量控制的模式22，调制指数根据以下公式连接到电压矢量：

m＝√(vq2+vd2)./.vdc/2≤mmli_max。

根据全波控制模式，调制指数采用固定值mpo，例如等于4./.π＝以及vq可以通过公式连接到vd

vq＝√(mod(v)^2-vd^2)，

其中mod(v)＝vdc./.2×mpo。

根据转换2223，当旋转电机的转动速度高于停止速度n_po_min时，矢量型控制mli控制的模式22变为固定电压控制模式23。在固定电压控制模式中，然后应用以下等式来确定调制指数：

m＝m_i+(m_f-m_j)./.dt×t，t∈[0，dt]。

其中

-m_i取在从mli矢量控制类型的模式22转换到固定电压控制模式时的调制指数m的值，例如

m＝mmli_max

-m_f＝mpo

-t＝0

-dt对应一段时间。例如，dt对应于固定电压控制模式的激活时段。

根据转换2324，当旋转电机的转动速度高于停止速度n_po_min和t＝dt时，固定电压固定控制模式23变为全波控制模式24。

根据转换2423，当旋转电机的转动速度小于停止速度n_po_min时，全波控制模式24变为固定电压控制模式23。然后应用以下等式来确定调制指数：

m＝m_i+(m_f-m_j)./.dt×t，t∈[0，dt]。

其中

-m_i＝mpo

-m_f＝mmli_max

-t＝0

-dt对应于一段时间。例如，dt对应于固定电压控制模式的激活时段。

根据转换2322，当旋转电机的转动速度小于停止速度n_po_min和t＝dt时，固定电压控制模式23变为mli模式22。