一种高降压比三电平LLC谐振变换器及其控制方法

本发明涉及谐振变换器技术领域，特别是一种高降压比三电平llc谐振变换器及其控制方法。

背景技术：

随着世界能源危机的日益严重，llc变换器因拓扑简单，无需辅助电路便可实现逆变侧开关管的零电压导通和整流侧二极管(或开关管)的零电流关断，从而显著提高变换器的效率和功率密度，因此受到产业界和学术界的广泛关注。三电平变换器因增加了开关数量可显著降低开关管应力，从而降低开关损耗，被视为高压输入和高降压比应用场合的理想拓扑，并在此类应用场景得到了广泛应用。

图1a、图1b、图1c和图1d所示的是现有四种在工业界和产业界得到广泛应用的半桥三电平llc谐振变换器拓扑，图2a和图2b所示的是这四种拓扑广泛采用的调制控制策略，其每个开关管均由50％占空比的驱动信号控制。

图1a所示是传统的二极管钳位型三电平谐振变换器，图1b所示是飞跨电容钳位型三电平谐振变换器，图1c所示是二极管与飞跨电容钳位型的三电平谐振变换器，图1d所示是桥臂串联型全桥三电平谐振变换器。以上四种变换器均由分压电容电路、开关逆变桥臂电路、钳位电路、谐振网络、变压器和整流电路等部分组成，并且四种拓扑中的分压电容电路、开关逆变桥臂电路、谐振电路、变压器和整流电路作用完全相同。分压电容电路(cd1、cd2)将输入电压等分，产生两个仅为输入电压一半的电压源；开关逆变桥臂电路由四个开关管q1、q2、q3、q4串联而成，用于将直流电压逆变为一个方波；钳位电路和谐振电路帮助实现开关管的软开关特性；变压器和整流电路用于将能量传输到负载端。

四种拓扑的区别在于：图1d拓扑无钳位电路，图1a拓扑中钳位电路为二极管，图1b拓扑中钳位电路为电容，图1c拓扑中钳位电路为二极管和电容；图1a、图1b、图1c拓扑中谐振电路两端分别接与两个分压电容之间的中点和逆变桥臂中第二开关管(q2)的源极，图1d拓扑中分压电容中点与逆变桥臂中第二个开关管的源极短接后，再将谐振电路分别接于逆变桥臂中第一开关管(q1)的源极和逆变桥臂中第三开关管(q3)的源极。

四种半桥三电平llc谐振变换器拓的控制策略如图2a和图2b所示。其中图1a、图1b、图1c所示拓扑中的开关管q1、q2由一组相同的50％占空比的控制信号驱动，而开关管q3、q4由另一组互补的50％占空比控制信号驱动，其三电平桥臂逆变出的谐振腔输入电压峰峰值等于输入电压vin；图1d所示拓扑中的开关管q1、q4由一组相同的50％占空比的控制信号驱动，而开关管q2、q3由另一组互补的50％占空比控制信号驱动，其三电平桥臂逆变出的谐振腔输入电压峰峰值也等于输入电压vin。显然，四种半桥三电平llc谐振变换器采用50％占空比控制策略时，其谐振腔输入电压峰峰值均为输入电压vin。

但是，由于工业界中高压输入应用的快速发展，如三相交流电系统、燃料电池系统、船舶配电系统和高压充电系统等，其系统的输入电压等级也越来越高。此时，上述四种广泛应用的半桥三电平llc的降压能力不足的缺点便愈发明显，其直接后果便是变压器必须以更高原副边匝比来满足变换器降压能力的要求，即通过增加原边匝数来提高变压器的变比，但是同时意味着变压器损耗的增加和大体积，不利于提高变换器效率与功率密度。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种高降压比三电平llc谐振变换器及其控制方法。

实现本发明目的的技术方案为：

一种高降压比三电平llc谐振变换器，包括三电平桥臂；所述三电平桥臂包括依次串联的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，还包括跨接在第一开关管源极和第三开关管源极的第一飞跨电容以及跨接在第二开关管源极和第四开关管源极的第二飞跨电容，第一开关管漏极连接到电源正极，第四开关管源极连接到电源负极；还包括依次连接的谐振网络、隔离变压器和整流及滤波电路；所述谐振网络的正输入端连接到第三开关管源极，负输入端连接到第四开关管源极。

上述高降压比三电平llc谐振变换器的控制方法，对第一开关管和第三开关管同时施加第一组50％占空比的驱动信号，对第二开关管和第四开关管同时施加第二组50％占空比的驱动信号；第一组驱动信号和第二组驱动信号互补；第一组驱动信号与第二组驱动信号之间设置有死区时间。

本发明的有益效果在于：(1)器件数量少且控制方法简单；(2)变换器降压比能力提高，更适合于高降压比应用的场景；(3)相较于现有半桥三电平llc谐振变换器，相同输入输出等级下，隔离变压器原边匝数减小一半，损耗降低，有利于提高变换器效率和功率密度。

附图说明

图1a为传统的二极管钳位型(拓扑一)半桥三电平llc变换器。

图1b为飞跨电容钳位型(拓扑二)半桥三电平llc变换器。

图1c为二极管与飞跨电容钳位型(拓扑三)半桥三电平llc变换器。

图1d为桥臂串联型(拓扑四)半桥三电平llc变换器。

图2a为拓扑一、拓扑二、拓扑三用半桥三电平llc控制策略示意图。

图2b为拓扑四用半桥三电平llc控制策略示意图。

图3为实施例的高降压比半桥三电平llc变换器结构图。

图4为实施例的高降压比半桥三电平llc变换器稳态工作波形图。

图5a为实施例的工作状态i下的等效电路图。

图5b为实施例的工作状态ii下的等效电路图。

图5c为实施例的工作状态iii下的等效电路图。

图5d为实施例的工作状态iv下的等效电路图。

图中标记为：输入电源电压vin，输入分压电容cd1、cd2，开关管q1、q2、q3、q4，开关管寄生电容cq1、cq2、cq3、cq4，开关管体二极管dq1、dq2、dq3、dq4，飞跨电容cfly、cmid，谐振电感lr，励磁电感lm，谐振电容cr，隔离变压器tr，副边整流二极管d1、d2，输出滤波电容c0，负载rl，输出电压v0，a点和b点间电压vab(即谐振网络输入电压)，四个开关管驱动波形vgs_q1、vgs_q2、vgs_q3、vgs_q4，四个开关管工作时漏极与源极之间电压波形vds_q1、vds_q2、vds_q3、vds_q4，谐振腔谐振电流波形ilr，二次侧整流二极管电流波形id1、id2。

具体实施方式

以下结合附图对本发明进一步说明。

如图3，实施例的电路由飞跨电容cfly、三电平桥臂、飞跨电容cmid、谐振网络、隔离变压器和整流及滤波电路组成。其中飞跨电容cfly和飞跨电容cmid的容值很大且相等，其稳态工作电压均为输入电压的一半。隔离变压器的副边可采用全波整流或者全桥整流方式。这里以全波整流为例，d1、d2是两个整流二极管。谐振电路由谐振电容cr、谐振电感lr和励磁电感lm组成，谐振网络用于实现开关管的零电压开关和整流二极管的零电流开关。其中谐振电容cr与谐振电感lr谐振频率，以fr表示，振电容cr、谐振电感lr以及励磁电感lm三者的谐振频率，以fm表示，并且fr>fm。

上述电路的控制方式如图4：对第一开关管q1和第三开关管q3施加一组50％占空比的驱动信号，对第二开关管q2和第四开关管q4施加另一组互补的50％占空比的驱动信号，并且两组驱动信号之间有死区。与传统的llc变换器一致，该变换器通过改变开关管控制信号的频率，来调节输出电压。

由于开关频率fs与谐振频率fr之间的大小关系，变换器的工作模式分为三种，即欠谐振模式(fs<fr)、准谐振模式(fs＝fr)和过谐振模式(fs>fr)。不同模式下的变换器的工作原理略有不同，但是由于llc变换器工作在准谐振模式(fs＝fr)时具有最高的效率。故本说明仅针对于fs＝fr的情况进行工作原理分析，其余两种的分析方法类似。

该变换器在准谐振模式(fs＝fr)模式下，一个开关周期可分为4个工作模式，稳态工作时，各关键电压和电流波形如图4所示。

具体工作原理如下：

(1)工作状态i，如图5a所示：t0<t<t1阶段。在t0时刻，q1和q3零电压导通，谐振腔输入电压vab为0.5vin，lr与cr串联谐振。谐振电流正向谐振，二次侧整流二极管d2导通，故变压器一次侧电压被钳位至nv0，励磁电流从最小值开始以nv0/lm的斜率线性增加。此阶段内，谐振电流始终大于励磁电流，两者之差通过变压器向负载传递能量。谐振电流的来源分为两部分，一半的谐振电流来源于输入，该电流流经飞跨电容cfly，并给飞跨电容cfly充电，另一半谐振电流由飞跨电容cmid提供，即飞跨电容cmid放电。

(2)工作状态ii，如图5b所示：t1<t<t2阶段。在t1时刻，q1和q3同时关断，二次侧整流二极管电流刚好谐振到0，一次侧谐振电流等于励磁电流最大值，谐振腔输入电压由0.5vin开始换向。此阶段内,lr、lm、cr三个元件一起谐振，由于此三个元件的谐振周期长，故可近似仍为死区时间内的谐振电流近似不变。由于谐振电流的滞后性，谐振电流给q3的输出电容cq3充电，同时给q4的输出电容cq4放电。输入继续给飞跨电容cfly充电，该充电电流用于q1的输出电容cq1充电和q2的输出电容cq2放电。

(3)工作状态iii，如图5c所示：t2<t<t3阶段。在t2时刻，vds_q1和vds_q3的已充电至0.5vin，vds_q2和vds_q4的电压放电至0，此时q2和q4零电压导通，谐振腔输入电压已换向至0，lr与cr串联谐振。此时，二次侧整流二极管d1导通，故变压器一次侧电压被钳位至-nv0，励磁电流从最大值开始以-nv0/lm的斜率线性减小。此阶段内，谐振电流始终大于励磁电流，两者之差通过变压器向负载传递能量，但此时的负载能量由谐振电容上偏置电压提供。值得注意的是，理想情况下cfly电容与cmid电容电压均为0.5vin，但是在实际稳态过程中，q2开关管的导通导致了两个飞跨电容的直接并联，故两个电容直接会存在短暂电容电压的均压过程，但两个飞跨电容电压的稳态平均电压始终为0.5vin。

(4)工作状态iv，如图5d所示：t3<t<t4阶段。在t3时刻，q2和q4关断，二次侧d1中谐振电流恰好正向谐振到0，负载能量由输出电容提供，一次侧谐振电流等于励磁电流。与工作状态ii类似，此时，lr、lm、cr三个元件一起谐振，其励磁电流等于谐振电流，并在此阶段内给q2和q4的输出电容cq2、cq4充电，q1和q3的输出电容cq1、cq3放电。在t4时刻，vds_q2和vds_q4的已充电至0.5vin，vds_q1和vds_q3的电压放电至0，从而实现q1和q3零电压导通，谐振腔输入电压已换向至0.5vin。

综上，本发明所提出的新型半桥三电平llc谐振变换器，保留了传统llc谐振变换器零电压导通和零电流关断特性同时，与传统的半桥三电平llc谐振变换器相比主要具有以下优势：

1.与现有的四种传统半桥三电平llc谐振变换器相比，本发明省去了半桥输入分压电容，增加了一个飞跨电容，故在总器件数量上与传统的桥臂串联型半桥三电平llc拓扑相当，但仍优于其它三类半桥三电平llc拓扑。

2.与现有的四种传统半桥三电平llc谐振变换器相比，本发明中四个开关管虽然仍采用50％占空比的控制信号驱动，但是具有更高的降压能力。这体现在本发明中三电平桥臂逆变出的谐振腔输入电压峰峰值等于输入电压vin的一半，而四类传统半桥三电平llc的三电平桥臂逆变出的谐振腔输入电压峰峰值等于输入电压vin。

3.与现有的四种传统半桥三电平llc谐振变换器相比，本发明通过改变飞跨电容连接方式和谐振电路连接方式，对变换器性能做出改善，但是保留了llc谐振变换器本身具有的一次侧开关管的零电压导通和副边整流二极管零电流关断特性。

4.与现有的四种传统半桥三电平llc谐振变换器相比，本发明能够使相同输入输出等级下的变压器匝数减小一半，降低了变压器损耗，有利于提高变换器效率和功率密度。