专利名称:直流/直流变换器的制作方法
本发明与直流/直流变换器有关，具体地说，与具有多个输出电流(其中还包括一个很低的电流)的直流/直流变换器有关。早先的直流/直流变换器已在1982年10月19日公布的第4，355，277号美国专利中予以说明。这种早先的技术装置是脉宽调制型直流/直流变换器，它有两个或多个输出电流，同时还能高效率地工作。其输出电流由施加在该变换器的控制晶体管上的不同值的基极偏置电流来控制。当需要输出较低电流时，就要给控制晶体管提供较低的基极电流;当需要输出较高电流时，就要给控制晶体管提供较高的基极电流。
该型电路最好以连续工作方式工作，即该变换器时时工作，其全部部件完全投入工作，通过控制基极偏置电流使其电流效率达到最佳值。这样在固定的工作频率的各周期内，把能量传给输出负载，而此固定的工作频率取决于斜波发生器(ramp generator)的频率。
这种电路除了正常值输出以外，当需要极低输出时，其效率是很低的。例如，输出电流只需要5微安或10微安时，该直流/直流变换器消耗的有功功率要比其输出功率大得多。
直流/直流变换器的一种特殊应用是用在携带式选页接收机里，那里能量效率极为重要。
设计这种装置经常受到物理尺寸和重量的严格限制，并且必须由一节电池供电。鉴于电池容量有限，为了尽量延长该装置中电池的工作寿命，把电耗减小到最低值是非常重要的。
在这种装置中，为了给某些电路(如微处理机译码器)供电，经常需要提供高于电池电压的工作电压。这种装置如图2所示，并在第4，355，277号美国专利中论述过，该图绘出了有两个输出电流的直流/直流变换器。
由一个或非门和一个反相器组成的或门输入电路连至直流/直流变换器，以便有选择地输出较高电流。该或非门有两个输入端，一个是状态选择输入端，它可由微计算机或其它控制部件来控制，以便在直流/直流变换器正常工作时控制其工作状态。另一输入端是越限信号(Override)输入端，当直流/直流变换器的输出电压低于某一予定值时，低电压敏感器就被触发，它除了驱动与选页接收机相关联的复位逻辑电路外，还把直流/直流变换器转换到输出较高电流的工作方式下工作。
由于上述直流/直流变换器有两个输出电流，其工作效率要比只有一个输出电流的直流/直流变换器的工作效率高得多，但是用于诸如选页接收机的直流/直流变换器，由于该装置大部分工作时间只需要一个极小的电流，再加上微处理机选页译码器在其设计方面的最新进展已经导致译码器在低功率状态下工作时，其功率消耗急剧下降，所以该直流/直流变换器在这种低电流输出时，在连续工作方式下工作(即低电流连续工作方式)，其效率是很低的。
本发明包括一种既在连续工作方式下工作，提供一个或几个较高的输出电流;也能在断续工作方式下工作，提供一个或几个极低的输出电流，况且其效率也得到改进的直流/直流变换器。本发明的一个方面是，该直流/直流变换器包括以下几种装置，即一个功率输入装置(用来在某一予定的输入电压下接收功率)、一个电流控制装置(它与上述功率输入装置相结合、用来在某一予定的输出电压下提供输出功率)、一个控制装置(它使该变换器可选择地在连续工作方式或在断续工作方式下工作，连续工作方式提供较高的输出电流，断续工作方式提供较低的输出电流)。本发明的另一方面是，上述控制装置包括一个定时装置，用来在断续工作方式下依次触发(或输入脉冲)上述电流控制装置，使电流控制装置交替地在第一个予定时间间隔内触发，在第二个予定时间间隔内关断。第二个时间间隔要比第一个时间间隔长得多，从而为该电流控制装置的工作提供了很低的占空因数，还提供了一个低的输出电流。
本发明再一个方面是，该直流/直流交换器的输出端有一个滤波电容器，在断续工作方式下，交替地开启该变换器，使其给滤波电容器充电，一直充到所要求的B++电压。再过很长一段时间以后，关断该变换器。这样就为该变换器的工作提供了低的占空因数。
图1是应用直流/直流变换器的选页接收机的方框图;
图2是用于选页接收机的、早先技术的直流/直流变换器系统方框图;
图3是本发明的直流/直流变换器及其控制电路的方框图;
图4是用于选页接收机的直流/直流变换器及其控制电路的方框图;
图5A至5D是在直流/直流变换器各种输入情况下的波形图;
图6是图3的功率控制逻辑部件(Power Control logic)的电原理图;
图7是图3的功率级别控制部件(Power level control circuit)的电原理图;
图8是图3的复位逻辑部件(reset logic)和低B++电压敏感器(loW B++Voltage Sensor)的电原理图;
图9是直流/直流变换器方框图;
图10是图9的斜波发生器的电原理图;
图11是图9的差分信号放大器(error amplifier)的电原理图。
图12是图9的比较器的电原理图;
图13是图9的线圈驱动逻辑部件(Coil driver logic)的电原理图。
图1示出应用本发明的选页接收机的工作原理图。具体地说，电信接收机10与选信译码器12(该译码器包括一台微计算机)相接，译码器12与报信传送器(annunciation transducer)14、直流/直流变换器16、编码存储器18和保持与控制电路(Support and control circuits)20互相连接。
接收机10、保持与控制电路20和直流/直流变换器16都直接连至电池22，该电池驱动这些装置工作，它是该直流/直流变换器16的电能源。该直流/直流变换器16给译码器12、报信传送器14和编码存储器18提供它们工作所需的各种功率。
在工作过程中，电信接收机10把通过电信信道传来的信号复原，并把这个复原了的信号送给微计算机译码器12。译码器是否把这个复原了的信号译码要根据鉴别它是否符合这样的数据模式，即这种模式要与编码存储器18中所存储的一种或多种信号模式中的一种相符合。如果查出的模式相符，微计算机译码器12就驱动报信传送器14，并发送合适的警觉性信号通知用户收到了一个选页信号。
为使电池22的消耗减到最低，微计算机译码器12可在三种状态下工作，即中功率消耗、高计算能力状态，在此状态下，译码器12能够将信号快速译码;高功率消耗状态，在此状态下，译码器将信号译码，还发出警觉性信号;低功率消耗、低计算能力状态，在此状态下，译码器只是定时，确定下次转变为高功率消耗状态的时间间隔。为了充分利用微计算机的多态工作和节能，直流/直流变换器(功率源)16有两种与微计算机的三种工作状态相对应的工作方式，即变换器16有一种高输出方式，这种方式有两个输出(或两种工作状态)，在此方式下，变换器提供译码器在其两个最高功率消耗状态下工作所需的功率;另一种低输出方式，在该方式下，变换器提供译码器在低功率消耗状态下所需的功率。
于是，在低功率输出方式下，直流/直流变换器可以被调整得以最高效率提供出已经大幅度减低了的功率。但是当变换器在低输出方式下工作时，它将担负不起微处理机的高计算能力状态下所需的功率消耗。
在系统正常工作期间，保持与控制电路20控制着直流/直流变换器16的工作，并依照系统的要求来转换该变换器的输出方式。直流/直流变换器的控制输入端连至保持与控制电路20，这个信号通路在微计算机译码器12经历程序执行失败，并且需要重新初始化(或“清零”)时，将变换器置于高输出方式下工作。
1982年10月19日公布、题为“双方式的直流/直流变换器”第4，355，277号美国专利所揭示的装置与本发明的高输出工作方式相似，因此该项专利作为参考文件列在此处。
现在参阅图3，它更详细地绘出包括与直流/直流变换器16的连接部分在内的保持与控制部件20。功率控制逻辑电路部件30与电压基准电路部件31和直流/直流变换器16连接。电压基准电路部件31直接连至直流/直流变换器，以便提供必不可少的基准电压。利用功率控制逻辑部件30，通过本单元的开启和关断，来控制电压基准部件31和直流/直流变换器16的工作状态，这是可以理解的，功率控制逻辑部件30还控制功率级别控制部件32，该部件32也连至直流/直流变换器16，以便控制其工作级别。复位逻辑部件34除了给微计算机译码器提供一个复位信号以外，还有其它一些输出信号来控制下列部件的工作。这些部件是功率控制逻辑部件30、功率级别控制部件32和B++保安电路部件36，在1984年10月4日申请的，序列号第657，637号，题为“功率源电路”的美国专利申请书中揭示了保安电路的工作原理和应用。上述专利申请书和本专利申请书都属于本申请人，上述专利申请书作为参考文件列在这里。
复位逻辑部件34的一个输入端接到低B++电压敏感器38，该敏感器接到直流/直流变换器16的B++输出端上。
可以理解，直流/直流变换器16的输出功率取决于功率控制逻辑部件30，也取决于功率级别控制电路部件32。低B++电压在直流/直流变换器16的输出中被识别出来时，复位逻辑部件34受敏感器38所触发，以便使功率控制部件30和功率级别控制部件32处于正常状态，来驱动直流/直流变换器16在高电流工作方式下工作，以便将B++输出电压恢复到正确值上。在断续工作方式下下，本发明的最佳实施方案是利用定时脉冲驱动变换器16，可以理解，通过对B++电压的鉴别和驱动变换器16开启，以便恢复所要求的B++电压就可以实现断续工作方式。当负荷电流很低时，这种要求的处理结果导致变换器16在低占空因数下工作。
在图4中给出了功率控制逻辑部件30及功率级别控制电路32的详图。为了清楚起见，在此图中直流/直流变换器16的输出滤波电容40与变换器的方框分开表示。
如图所示，功率控制逻辑部件30包括一个电流源基准部件42，其工作由双输入信号的或非门44的输出来控制。或非门44的一个输入端与复位逻辑部件34的输出端相连。另一输入端是通/断控制信号输入端，可由微计算机译码器12来提供。当或非门44的通/断控制信号输入端或与复位逻辑部件相连的输入端收到高电平信号时，其输出端为低电平，它使电流源基准部件的电流源通到直流/直流变换器16的偏置上和功率级别控制部件32的输入端上。功率级别控制部件32包括或非门46，其输出连至反相器48，因此，提供或门功能，或非门46的一个输入端接到复位逻辑部件34的输出端，而另一输入端受功率级别控制输入信号的控制，这个输入端可以接到微计算机译码器12上。从图4可以看出，直流/直流变换器16可由微计算机译码器12通过通/断控制输入信号来开启或关断，而直流/直流变换器16所供给的瞬时输出功率可以由译码器通过功率级别控制部件的输出信号来控制。此外，每当低电压敏感器38识别出直流/直流变换器16的输出电压已经降低到予定值以下时，可以利用复位逻辑部件34将直流/直流变换器16开启的方法而将译码器的输入控制信号清除。
由于直流/直流变换器16的平均功率输出是各种工作方式-高功率、低功率及关断-的时间平均值，可以看出，通过对输入的适当控制能够在很宽的范围内改变变换器的平均功率输出。尤其是，如同在下面的说明中会见到的那样，在低功率方式下，通过给直流/直流变换器16输入脉冲使其开启和关闭，能够在一个很宽的范围内改变直流/直流变换器的输出功率和此变换器及其保持与控制电路20所消耗的功率，当只要求微量输出功率时(诸如当一个互补型金属氧化物半导体(CMOS)微计算机处于“等待”或“定时”工作方式时)，为保持良好的工作效率，这项技术提供了为操作一台CMOS微计算机或其它高压装置所要求的输出电压。
现在参阅图5，我们将论述与图4所示的功率级别控制输入和通/断控制输入有关的直流/直流变换器16的控制。我们将会了解到在最佳实施方案所应用的编码系统中，在第一予定的时间间隔内选页器必须充分利用来寻找其编码信号，而在第一个时间间隔之后的第二个予定时间间隔内，供给选页器处于非译码状态的功率可以降低，在第二予定时间间隔的末尾，供给选页器的功率将再次升高以重复译码时序。其结果是，接收机10也像选页电路的其它部分一样，只需要在信号译码时间间隔内供给功率。图5A示出控制电池节电器(给接收机供电用的)的信号。在信号译码的时间间隔内，此信号是高电平信号，在此期间接收机处于工作状态，在电池节电时间间隔内向接收机提供一个低电平信号以便在下一个信号译码间隔到来之前关闭接收机从而节省电池的功率。在一个实施例中，接收机10在1.4秒的信号译码间隔内得到充足供电，在19.4秒的电池节电间隔内它被关断。图5B示出加到直流/直流变换器上的通/断控制信号的波形图，该信号用来接通电流源基准部件42。从而在信号译码间隔内，电流源基准部件和直流/直流变换器16全保持在高功率的持续接通状态。
在信号译码时间间隔的末尾，微计算机译码器12从充分供电的译码状态转换到低功率消耗、低计算能力的状态。在直流/直流变换器输出电压为3.0伏条件下，工作状态的这种变化使微计算机译码器的消耗电流大约从150微安下降至大约5微安，如图5B所示，在电池节电间隔内，为满足微计算机译码器12在时间持续方式下降低功率的要求并保持高效地工作，将通以输入通/断控制脉冲信号。正如对本技术熟知的那样，这种脉冲信号可由微计算机译码器12或其它数字定时电路产生。
可以理解，在电能接通的时间内，电能被储存在输出电容器40内，这个电能在其降低计算能力状态下直到下一段时间到来之前，(即直流/直流变换器16被开启之前)，充分地给微型计算机译码器12供电。参见图5D这一点就能理解，该图示出在信号译码时间间隔内，正常低功率输出和在电池节电时间间隔内很低的平均功率输出。
在本发明的最佳实施方案中，采用一台莫托罗拉(Motorola)146805HZ CMOS微计算机作为译码器，它用于149毫秒的关断时间间隔，该系统以3.9%的占空因数正常地工作着。
在译码时间间隔内收到一个选页信号并且被识别出来或被译码时，为了驱动报信发送器14，要求直流/直流变换器16提供额外的输出功率。
报信发送器包括一个发光二极管(LED)指示器或其它信号装置或指示装置。在这样情况下，必须使直流/直流变换器16在更高输出功率方式下工作。在指定的译码时间间隔内，检测到一个选页信号时“接通”控制信号仍然是高电平的，使变换器保持在连续工作方式下工作，同时，低/高功率控制信号被转换为高电平，以使直流/直流变换器16处于高输出工作方式下工作。必不可少的有警觉性的信号一旦发出，报信器14就被关断，并且随着变换器16在较低功率下工作，译码器12返回寻找另一选页信号的正常时序。
在最佳实施方案中，直流/直流变换器16在低功率连续工作方式下，在电压为3伏时，提供输出电流高达500微安。此外，在高功率连续方式下，它提供输出电流高达3.0毫安，在很低功率断续工作方式下，对于上述的通-断占空因数，它提供平均输出电流可达15微安。
参见图6，该图详细地给出了功率控制逻辑部件30的电路。通/断控制输入信号经过电阻R1送到晶体管Q1的基极，来自复位逻辑部件的越限信号(Override)经过电阻R2送到晶体管Q2的基极，晶体管Q2与晶体管Q1并联。如果Q1和Q2中任一个导通，则包括晶体管Q3、Q4、Q5、Q6和Q7在内的带隙电流基准电路(band gap currunt reference circuit)导通。电流源电路在本技术领域：
内众所周知的，它在PNP型晶体管Q6和Q7上以及在连至电流源偏置线上的其它电路部件中的其它PNP晶体管上都产生再个特定值的基准电流。在图6所示最佳实施方案中，电流源电路在各PNP晶体管的各发射极上产生5微安的基准电流，各PNP晶体管的基极都接到电流源偏置线上，各管的发射极都直接连到B+上。这样一来，功率控制逻辑部件通过控制这些PNP电流源晶体管来控制其它电路部件的工作状态。这些PNP电流源晶体管为此电路部件供电。
由于功率控制逻辑部件30的配置，其结果是当电路处于关断状态时，电路中设有功率消耗。还可以看到，不管来自译码器12的通/断控制输入信号的状态如何，来自复位逻辑部件30的越限信号能直接接通电通基准部件42。在低电压敏感器38、复位逻辑部件34和功率控制逻辑部件30之间的互连设计确保了直流/直流变换器16的输出电压不致降到低于微计算机译码器12高计算能力状态工作所需的电压值。如果直流/直流变换器16的B++输出下降到低电压敏感器38的关断电平(trip level)，功率控制逻辑部件30的越限输入信号变成高电平，使直流/直流变换器16接通，以便重新给B++输出电容器40充电。
图7详细地示出功率级别控制电路32的工作原理。功率级别控制输入信号经过电阻R10送到第一个晶体管Q10的基极，来自复位逻辑部件34的越限信号经过电阻R11送到晶体管Q11的基极，Q11与晶体管Q10逻辑并联。晶体管Q10与Q11的集电极一起连到电流源PNP晶体管Q12的集电极和NPN输出晶体管Q14的基极。Q12的发射极接至B+，其基极接到来自功率控制逻辑电路30的电流源偏置线上。
当功率控制逻辑电路30中的电流源基准电路42关断时，功率级别控制电路中的晶体管Q12截止，而图7的电路中所有其它晶体管也截止。当电流源基准电路42接通时，晶体管Q12产生5微安集电极电流，而功率级别选择信号的状态由功率级别控制电路32以及越限输入信号的状态来决定。如果两个控制输入信号都是低电平信号，则晶体管Q10及Q11截止，Q12的集电极电流流入Q14的基极，使Q14的集电极为近似于地的低电平。功率级别选择信号的低电平依次将直流/直流变换器16置于其低功率连续输出方式之下。相反地，功率级别控制输入信号和越限输入信号二者都是或者其中之一是高电平将使Q12的集电极电流通地，Q14就截止，Q14的集电极电位浮动。这种状态使直流/直流变换器16置于其高功率输出状态。
图8是复位逻辑部件34的原理图。图中，直流/直流变换器16的B++输出电压由一个分压器来分压，分压器的输出端接到施密特触发电路(Schmitt trigger circuit)的输入端。施密特触发电路的输出端产生低B++越限信号，并且驱动一个反相器级，该级输出端产生复位信号送到译码器。在其工作过程中，每当直流/直流变换器的B++输出低于予定值(在最佳实施方案中，该值定为2.7伏)时，复位逻辑部件34便产生越限信号和复位输出信号。
在电路中，电阻R18、晶体三极管连接为二极管的Q20、Q21、Q22和B++的分压器电路的电阻R19串联。晶体管Q23、Q24、Q25和电阻R20、R21、R22、R23组成施密特触发电路。施密特触发电路在Q25的集电极和电阻R23的连结点处的输出使低B++越限信号经过R24输出，并驱动由晶体管Q26和电阻R25、R26、R27组成的反相器级。反相器Q26的集电极驱动着穿过电阻R27的复位输出线。
该电路工作过程中，每当Q23基极的分压器输出电压低于大约0.7伏时，晶体管Q23截止，晶体管Q24及Q25导通。由于晶体管Q25导通，低B++越限信号线呈现高电平，来产生一个标明B++电压值过低的指示信号，这时晶体管Q26导通，在译码器复位线上产生一个低电平复位信号。当分压器的输出电压高于0.7伏时，晶体管Q23恢复导通，而晶体管Q24和Q25都截止。由于晶体管Q25截止将在B++越限信号线上呈现低电平，并且使反相器Q26截止，Q26的截止将在译码器复位线上呈现高电平输出。复位信号的这种状态标明B++电压高于予定的下限值。
于是，通过在分压器电路中适当地选择各元件的数值以便使分压器输出电压为予定的最低(下限值)B++电压0.7伏，这个最低电压值可在一个很宽范围的数值内确定。
图9是本发明的直流/直流变换器部分的工作原理图。该变换器是根据众所周知的脉宽调制(PWM)的工作原理而设计的。它是由以下几个部件组成一个分压器(该分压器由R28和R29组成，其输出端52将变换器的B++输出电压分压)、一个差分信号差动放大器51(它把B++分压器的输出信号与电压基准部件53的输出信号进行比较，并将此差值加以放大)，一个电压基准部件53、一个电压比较器54(它的输入端与差分信号放大器51的输出端和斜波发生器50的固定频率的输出端相连接，斜波发生器在其输出端产生一个脉冲宽度变化的信号)、一个斜波发生器50和一个线圈驱动的逻辑电路55(它连至比较器的输出端，并依照比较器的输出信号的电平来驱动一个线圈升压电路)。变换器16还有一个滤波电容40。变换器中的部件的工作受到来自功率控制逻辑部件的通/断控制信号和功率级别选择信号的控制。在工作过程中，直流/直流变换器16的工作原理很象在第4，355，277号美国专利中所说明的脉宽调制型升压变换器。在后一种变换器内，给线圈施加驱动脉冲波，利用线圈的反馈增压(fly-back)特性产生一个逐步升高的输出电压，该电压由加到线圈上的脉冲宽度的反馈控制来调节。另外，如在第4，355，277号专利中所叙述的那样，给激励线圈的晶体管提供两种有选择性的基极驱动电压，该电压决定了变换器在其连续工作方式下的输出功率。
另外，在本发明的直流/直流变换器中的部件还受到功率控制逻辑信号的控制，可利用此信号使变换器内的各部件迅速地开通或关断。况且，变换器16的各部件和控制这些部件的方法已经被设计成为当它们处于关断时，它们的消耗功率为零。由于当直流/直流变换器接通时，其工作方式与上述第277号专利中所说明的电路相似，并且全部功能部件都关断，在断开状态下不消耗功率。脉宽调制变换器的详细工作情况在此无须详述。本发明重要的新颖的方面是认识到了通过合理设计变换器的部件和控制接口，变换器可以在一个很宽的占空因数范围内被触发接通和关断以便高效率地产生一个范围很宽的输出功率。还有，与在连续的(或不切换的)工作方式下所能产生的正常和高输出功率时的效率基本一致的条件下，也能产生非常低的输出功率。因此迅速地将变换器接通或关断来控制输出功率也是可能的，而这种开通和关断的转换能够在一个非常低的输出功率上高效率地产生所要求的B++输出电压。
图10是斜波发生器50的原理图。图中电容器C10由一个包含晶体管Q32的电流源充电，直到电容器C10上的电压达到施密特触发器的关断点，在这点上，电容器快速对地放电，又开始一个新的充电周期。
在斜波发生器50中，晶体管Q27、Q28和电阻R30、R31、R32组成一个施密特触发器，而晶体管Q29、Q30、Q31和电阻R33、R34组成反相放大器级。当电容C10在Q27基极处的电压低于0.7伏时，晶体管Q27、Q29、Q31被偏置而截止，晶体管Q28、Q30被偏置而导通。于是，借助于B++电源从晶体管Q32的集电极电流给电容器C10充电。当C10上的电压达到0.7伏，施密特触发器重新改变其状态，而晶体管Q27导通。这依次使Q28截止，Q29导通，Q30截止，Q31导通。这最后得到的Q31的集电极电流将使C10快速放电，其上电压接近于地电位，并且充电周期重新开始。因为电容器C10用一个固定电流充电，所以斜波发生器50的输出是一个固定频率陡峭的斜波信号，并且直流/直流变换器16中的比较器54的脉宽调制(PWM)输出信号也具有相同的固定频率。在最佳实施方案中，斜波发生器50的标称频率为83千赫。
可以看出，斜波发生器50中的PNP电流源晶体管Q32和Q33是受功率控制逻辑部件30中电流源基准部件42来控制。因此，当电流源基准部件42关断时晶体管Q32、Q33截止，斜波发生器50消耗功率为零。同样，晶体管Q32被偏置导通，集电极电流为2.5微安，Q33被偏置导通，集电极电流为10微安。
图11是差分信号放大器51的电原理图。图中B++分压电压52和电压基准部件53的输出电压都送到差分放大器51的输入端，放大了的差值(或误差)输出信号送到比较器54的输入端。
在放大器51中，晶体管Q40、Q41、Q42组成一个有源负载的差分输入级，晶体管Q43组成一个输出增益级，它接到差分级的输出端。
晶体管Q44、Q45是电流源，它们受功率逻辑部件30中的电流基准电路42的控制。当电流基准部件42导通时，晶体管Q44产生5微安集电极电流，紧接着复合晶体管Q46、Q47给差分级的输入端提供10微安的工作电流。晶体管Q45产生1微安电流，这就给差分放大器51的输出上加入一个小电流。电流源Q18的作用是给差分信号放大器51的输出上提供一个非常小的电流，这将确保差分放大器51的输出永远不会低于斜波信号的最低电压，即晶体管Q31的饱和压降Vsat，其结果是，在比较器54的输出端总会出现一个占空因数最小的PWM信号。当系统从零功率状态开始开启时，为了保证其工作正常，这个措施是必不可少的。差分放大器51的输出信号表示B++电压与固定的基准电压之间的差值，用它来将B++电压保持在该基准电压值上。
还有，当功率控制逻辑部件被关断时，差分放大器的消耗功率为零。
图12是比较器部件54的原理图。图中，差分放大器51的输出信号和斜波发生器的斜波信号输入到比较器54的反向和正向输入端。比较器54是由以下部分组成的一个单一的差分级(它是由晶体管Q50和Q51组成的)、有源负载(晶体管Q52和Q53)和电流源晶体管Q54(它给差分级提供电流)。晶体管Q54受功率控制逻辑部件30中的电流基准部件42的控制，以便当系统处于开通状态时提供5微安电流。
比较器54是一种与斜波发生器输出信号的频率相同的脉冲波，其脉冲宽度取决于差分信号放大器的输出信号。
从这个原理图中将会看到，随着电流源和电流放大器的广泛应用，这些电路尤其适合在一小块集成电路基片上实现集成电路，还可以看到，这些电路在一节电池B+电压下工作。并且还注意到，在低电流工作状态下工作，其性能不变。
在图13的电原理中，比较器54的输出信号送到晶体管Q60的基极。可以想起这是一种PWM信号，它是一个控制信号，它使B++电压保持在所要求的数值上，这就是说，它起着一种调整的作用。当这个PWM信号为低电平时，Q60的输出端为高电平，来自晶体管Q61所组成的电流源的电流经过电阻R60、R61使晶体管Q62、Q63导通。当晶体管Q63导通时，它将吸收由晶体管Q64、Q73所组成的电流源所提供的全部电流。当这个PWM信号为高电平时，Q60的输出端为低电平，晶体管Q62、Q63截止。当Q63截止时，由晶体管Q64、Q73组成的电流源提供的电流转入由晶体管Q65、Q66组成的镜向电流对。此镜向电流对将基准电流放大一倍，然后晶体管Q66吸收这个来自晶体管Q67基极的已放大了的电流。晶体管Q67、Q68还组成了一个放大倍数可变的镜向电流对。这就是说，由于在晶体管Q67的发射极回路中有电阻R63的存在，晶体管Q67、Q68组成一个非线性放大器，其实际的放大倍数取决于被传导的电流。由镜向电流对Q67、Q68所产生的放大了的电流送到晶体管Q69的基极，在该管导通时，该电流在电感线圈60中流过。于是在这个PWM信号为高电平时，晶体管Q69导通，当这个PWM信号为低电平时，晶体管Q69截止。
如上所述，当这个PWM信号变为高电平时，晶体管Q60、Q65、Q66、Q67和Q68导通，同时给开关晶体管Q69提供驱动电流，在晶体管Q68导通时，晶体管Q62截止。
当这个PWM信号变为低电平时，晶体管Q60、Q65、Q66、Q67和Q68截止，晶体管Q62导通。当晶体管Q62导通时，它从开关晶体管Q69那里吸取全部可以得到的电流，因此，Q69截止，并且能确保快速截止。
当晶体管Q69导通时，电流在电感线圈60中流过。当Q69截止时，电感线圈60中的电流不能立即变化，于是转而通过输出二极管61流入负载电容器40。在此期间，由于线圈电流处于变化过程中，线圈两端的电压增大，并且远大于电源电压。
在此高电流状态下，在功率级别选择输入端63处，高电平输入信号允许电流源(由晶体管Q70及其发射极回路中所串联的电阻R62所组成)的电流流经由晶体管Q71、Q72组成的镜向电流对。此镜向电流对将此电流放大到二倍(×2)，并吸收来自镜向电流管Q73基极的已放大了的电流。Q73将这个电流放大到三倍(×3)，并将这个已放大了的电流加到Q65的基极。这个电流加到变换器16在中等电流状态下存在的电流上。
在最佳实施方案中，电流源Q61、Q64提供约4微安电流。电流源Q70提供约2微安电流。从而，在低电流状态下，晶体管Q66集电极电流约8微安;在高电流状态下，约为8+24或32微安。由Q67及Q68组成的非线性电流放大器在低电流状态下，提供另外的电流放大倍数为2.8;在高电流状态下为8.3;在低电流状态下，供给Q69的基极电流约为22微安;在高电流状态下约为250微安。这些基极驱动电流是足以允许与之相关的微处理机正常工作。
在图中为了加以区别，把线圈60、二极管61和电容器40这些元、器件用虚线与电路的其余部分开，这些元、器件不能放入一块集成电路里。
在上面的说明和附图中，详述的直流/直流变换器采用两种工作方式-一种连续工作方式和一种非连续(或脉冲)工作方式(即断续工作方式)-可在非常宽的输出功率范围内提供高效率地工作。在最佳的实施方案中，利用本发明高效率地提供其范围从3伏5微安到3伏3毫安的输出电流，或者说，其输出电流的范围600到1。
对于熟练地掌握本技术领域：
的人们将会承认，对于本发明的最佳实施方案可以做出多种变化。一种修改就是，每当低B++电压下降到某一更低的予定值时，利用一个低B++电压敏感器来开启直流/直流变换器，并在B++电压到达某一更高的予定值以前，一直使它保持在开通状态。按照这种修改，记时装置(它控制该直流/直流变换器在断续工作方式下开启、关断地脉冲式工作)可能被淘汰掉或用这种电压敏感器来代替。
权利要求
1.一个直流/直流变换器包括一个功率输入装置，用来在某一输入电压下接收输入功率；一个电流控制装置，它与上述功率输入装置相结合，用来在某一予定的输出电压下提供输出功率；其特征在于一个控制装置可以有选择地为该变换器提供两种工作方式-连续工作方式与间断工作方式，上述连续工作方式提供第一输出电流，上述间断工作方式提供已降低的第二输出电流。
2.正如权利要求
1中明确的直流/直流变换器，其中当该变换器处于上述间断工作方式时，上述控制装置按时间顺序来驱动上述电流控制装置，该电流控制装置交替地在第一个予定时间间隔内开启，在第二个予定时间间隔内关闭，以提供低的输出功率。
3.正如权利要求
2中所明确的直流/直流变换器，其中上述控制装置包括一个电压敏感装置，它对上述输出电压敏感，并且在上述输出电压低于第二予定值时有选择地使该变换器以上述的连续工作方式开启。
4.正如权利要求
2所明确的直流/直流变换器，其中上述控制装置提供一个比上述第一时间间隔长得多的第二时间间隔，借此，为上述电流控制装置的工作提供一个很低的占空因数，以便提供一个低电平的输出电流。
5.正如权利要求
2所明确的直流/直流变换器，其中上述控制装置包括一个偏置电流源装置，用来控制送给上述电流控制装置的电流，并且有选择地提供第三输出电流。
6.正如权利要求
5所明确的直流/直流变换器，其中上述第三输出电流乃是最高的输出电流，并且在上述连续工作方式下予以提供。
7.正如权利要求
5所明确的直流/直流变换器，其中上述控制装置包括一个电压敏感装置，它对上述输出电压敏感，以便使该变换器有选择地在上述最高输出电流情况下开动。
8.正如权利要求
5所明确的直流/直流变换器，其中在连续工作方式下，输出电流值取决于来自上述偏置电流源的电流值;而且断续工作方式下，输出电流值取决于第一与第二予定时间间隔的比值。
9.正如权利要求
2所明确的直流/直流变换器，其中上述功率控制装置在一个予定的频率下进行脉冲宽度调制，该频率具有与所提供上述输出电压相适合的时间周期。
10.正如权利要求
9所明确的直流/直流变换器，其中上述第一及第二予定时间间隔比上述被调制的脉冲宽度的时间间隔长得多。
11.一个直流/直流变换器包括一个功率输入装置，它用来在某一输入电压下接收输入功率;一个功率输出装置，用来在某一输出电压下提供输出功率;其特征在于采用一个控制装置，有选择地为变换器提供连续方式工作或断续方式工作，上述连续工作方式提供第一输出电流，上述断续工作方式提供已降低了的第二输出电流。
12.正如权利要求
11所明确的直流/直流变换器，其中在上述断续工作方式下，上述控制装置按时间顺序开动该变换器，于是，该变换器交替地在第一予定时间间隔内开启，在第二予定时间间隔内关闭。
13.正如权利要求
12所明确的直流/直流变换器，其中上述控制装置包括一个电压敏感装置，它对上述输出电压敏感，并且当上述输出电压低于一个较低的予定电压值时，将有选择地使该变换器在上述连续工作方式下开启。
14.正如权利要求
12所明确的直流/直流变换器，其中上述控制装置提供比上述第一时间间隔要长得多的第二时间间隔，因此，为该变压器的工作提供了低的占空因数，以便提供低电平输出电流。
15.正如权利要求
12所明确的直流/直流变换器，其中上述控制装置有选择地开启变换器，以便在连续工作方式下提供第三最高功率。
16.正如权利要求
15所明确的直流/直流变换器，其中上述控制装置包括一个电压敏感装置，它对上述输出电压敏感，以便有选择地开启该变换器，使之达到上述最高输出电流。
17.一个直流/直流变换器系统包括一个第一电压的电源;一个直流/直流变换器，它与第二电压供电的电源相连接，在其输出端有一个滤波电容器;第一控制装置与直流/直流变换器相连接，用来接通或断开该变换器，其特征在于第二控制装置既与该直流/直流变换器的输出端连接，又与第一控制装置连接，其中，第二控制装置交替地触发第一控制装置，以便开启或关闭该直流/直流变换器，来保持上述电容器上的电压在所要求的数值上。
18.一个具有上述三个工作状态的选页接收机与三个功率值相对应直流/直流变换器具有一种连续工作方式，这种连续工作方式包括提供第一输出电平的第一工作状态和在提高了的输出电平下工作的第二工作状态，提高了的输出电平是通过给该变换器施加更高的偏置电流而得到的;其特征在于该变换器还有一种间断工作方式，它提供最低的第三输出电平，该输出电平是通过以脉冲控制该变换器的开启和关闭来得到的。
专利摘要
直流/直流变换器包括一个功率输入装置，用来在某一预定输入电压下接收输入功率。变换器是电流控制的，以便在某一预定的输出电压和多个输出电流下提供输出功率。该变换器有选择地受到控制或是连续工作方式或是断续工作方式。上述连续工作方式提供较高输出电流，上述断续工作方式提供最低输出电流。
文档编号H02M3/155GK86100063SQ86100063
公开日1986年12月3日 申请日期1986年1月8日
发明者沃特·利·戴维斯, 迈克尔·约瑟夫·迪拉卡, 威廉姆·乔治·幸格 申请人:莫托罗拉公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan