专利名称：带有连接到变压器线圈的电感的正向变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关型电源(SMPS)。本发明尤其涉及一种正向电压变换器。
SMPS通过改变开关(例如晶体管)的时序而产生调节后的直流输出，开关按照该时序导通和截止，将未处理的电源电压连接到变压器的初级线圈。通过对变压器次级线圈上产生的电压进行整流而获得调节后的输出，并将调节后的输出反馈到触发开关控制的驱动或控制电路。
在谐振或调谐型零电压开关SMPS中，变压器初级线圈上的晶体管开关与钳位二极管并联，与初级线圈串联。将电容器连接到初级线圈，与初级线圈的电感构成谐振电路。在每个周期的一个部分期间，电感两端生成基本上为正弦的电压。在振荡的半个周期的末端，二极管导通并将晶体管开关的集电极钳位到零伏特。当集电极电压为零时接通晶体管使开关损耗达到最小。与类似的非谐振开关型电源相比，当晶体管断开时谐振电路降低了晶体管两端的电压。
在正向变换器中，来自未处理的或未经调节的输入电压的电力在开关晶体管导通期间连接到输出端。在这种类型的典型的半正向变换器结构中，变压器的次级线圈连接到串联的整流二极管，电感器或扼流线圈以及滤波电容器。前述串联二极管连接在次级线圈和钳位制动二极管之间。两个二极管的阴极连接串联电感器或扼流线圈，然后连接滤波或输出电容器。在滤波电容器中产生输出电源电压。
由于正向导通期间在初级线圈上产生了反极性效应，所以次级线圈上的串联二极管导通。扼流线圈限制串联二极管中的电流变化率。当初级线圈上的晶体管开关断开时，初级侧谐振电路上的电感使变压器次级线圈上的电压反转，使串联二极管关断。相反，制动二极管为在扼流线圈中导通电流提供电流路径。从电容器上的电压得到反馈信号以控制晶体管开关的开关时序。
因为当反馈控制对与次级线圈相关联的输出电容器上的电压作出响应时，输出电源以调节输出电压的方式响应加载在次级中的电流变化。但是，当设有几个次级线圈时就可能会遇到问题，例如产生不同的操作电压。除了获得反馈信号的那个次级线圈以外，加载在其它次级线圈上的电流变化可能没有完全反应在反馈信号中。这是由前述串联电感器或扼流线圈引入的高阻抗造成的。为了更准确地控制次级线圈中电压产生的所有输出电压，减小每个次级线圈和相关联的滤波电容器之间的阻抗是有好处的。
根据发明的特征，电感与变压器的初级线圈串联。在正向导通运行期间，电感限制每条包括相应次级线圈的电流路径中电流的变化率。这样，限流电感对每条电流路径来说都是一样的。因此，有利的是，可以去掉前面提及的扼流线圈。结果每个次级线圈通过低阻抗电流路径经相应的整流器连接到相应的滤波电容器上。与此相对照，在现有技术的正向变换器中，高阻抗扼流线圈将每个次级线圈与其滤波电容器隔离。有利的是，低阻抗电流路径提高了电源的功率输出能力并易于改善由相应次级线圈中的电压产生的整流输出电压之间的跟踪。
体现发明特征的正向变换器包括具有第一线圈和第二线圈的变压器。设有输入电压源。开关晶体管对周期性的开关控制信号作出响应以周期性地将输入电源电压应用于第一线圈。整流器连接第二线圈用于对第二线圈中的变压器耦合电压进行整流以产生连接到负载的整流输出电源电压。在部分给定周期期间，当输入电源电压应用于第一线圈时，产生输出电源电压供正向变换器运行。电感经第一线圈连接到第二线圈用于限制整流器中电流的变化率。控制电路产生具有控制输出电源电压的开关时序的开关控制信号。
图1是显示本发明所述电路典型实施例的框图；及图2a到2d是显示图1框图中所标识的几个点上的电压和电流在两个开关周期内的时序图表。
参照图1，示出了体现发明特征的典型的零电压开关正向变换器或电源300。电源，例如200瓦的，在开关晶体管Q1的“on”或导通期间分别向连接到斩波变压器T1的次级线圈T1W2和T1W3的负载303和302供电。开关或斩波NPN晶体管Q1作为与斩波变压器T1的初级线圈T1W1串联的开关运行，用于从输入直流(DC)电压源RAW B+传导电流。变压器T1可看成电源或耦合变压器。可看成控制变压器的电流变压器T2向开关晶体管Q1及其控制电路提供基极电流驱动。
电源或耦合变压器T1例如可以作为隔离用户电子设备中的热地和冷地的隔离变压器。在那种情况下，电压RAW B+可以从整流主干线电源电压的桥式整流器引出，并连接到整流电容器(未示出)。输入电压也可以由其它直流源提供。
电流检测电阻器R7与晶体管Q1串联。阻尼二极管D8将晶体管Q1的集电极对地钳位，这将在后面解释。电容器C8与二极管D8并联，也连接到初级线圈T1W1。形成的谐振电路301包括电容器C8，反射电容CSEC，电感Lres，初级线圈T1W1以及变压器T2的初级线圈T2W1。初级线圈T1W1与向晶体管Q1提供基极电流驱动的电流变压器T2的初级线圈T2W1串联，以下将作解释。
当晶体管开关Q1断开时，谐振电路产生谐振电压VQ1，尤其导致了晶体管Q1(且在电容器C8上)两端的电压VQ1以基本为正弦半波的形式，升高到峰值然后降到零。谐振电压VQ1变零后，二极管D8将电压VQ1钳位到地电势。然后晶体管Q1在零伏特处再次接通以保证零电压开关。
变压器T1的一个次级线圈T1W3连接到整流二极管DOUT3的阳极，其阴极连接滤波电容器CFILTER3。在正向导通运行期间，线圈T1W3经低阻抗电流路径连接到滤波电容器CFILTER3和负载302。与某些现有技术中的电路不同，没有与次级线圈T1W3串联设置的扼流线圈，因此，次级线圈T1W3和滤波电容器CFILTER3之间电流路径中的阻抗有利地保持为低阻抗。
同样，第二个次级线圈T1W2通过整流二极管DOUT2连接到滤波电容器CFILTER2以提供输出电压REG B+。次级线圈T1W2经低阻抗电流路径也连接到滤波电容器CFILTER2。同样地，因为未使用扼流线圈，电流路径具有低阻抗。
电容器CSEC可以被包括在与各自整流器阳极上的线圈并联的次级线圈电路T1W2和T1W3中的一个或两个之中。电容器CSEC构成前面所示的谐振电路301的谐振电容部分，与线圈T1W1是变压器耦合的。
对晶体管开关Q1占空比的控制是例如直接基于检测输出电压REG B+而不是输出电压U。误差放大器A响应电压REG B+，且可包括例如具有分别连接输出电压REG B+和提供预定阈值的分压器的输入端的比较器。误差放大器A通过光耦合器μ1光耦合以控制比较器晶体管Q3的触发电平或阈值。
有利的是，线圈T1W2和T1W3中每一个都紧密耦合到变压器T1的初级线圈T1W1以减少漏电感。漏电感LL大约为1.5微亨。而每个次级线圈经相应的低阻抗电流路径连接到其各自的负载上。因此，次级线圈T1W2和T1W3中产生的电压势必彼此跟随。这可能是由于缺少传统的与每个次级线圈串联的扼流线圈的缘故。
在实现发明特征的过程中，变压器T1初级侧上的电感Lres是变压器耦合的从而在正向导通期间分别限制包括二极管DOUT3和DOUT2的电流路径中电流IDOUT3和IDOUT2的变化率。这样，有利的是，不需要扼流线圈与线圈T1W2和T1W3中的任一个串联。有利的是，线圈T1W2和T1W3共用同一个电感Lres。保持线圈T1W2和T1W3中每一个都紧密耦合到初级线圈T1W1简化了变压器T1的设计并且减少了变压器T1中的损耗。
除了来自光耦合器μ1的光耦合信号之外，基极驱动电路还连接到与开关晶体管Q1串联的电流检测电阻器R7。如下面所解释的，当开关晶体管Q1接通时，与晶体管Q1中电流值成正比的电阻R7两端的电压耦合到比较器晶体管Q3的基极。晶体管Q3与另一个反接到开关晶体管Q1的基极和电流变压器T2的次级线圈T2W2的晶体管Q2形成正反馈闩锁。
有利的是，次级线圈T2W2中提供的电流与变压器T2的初级线圈T2W1中的电流成正比，变压器T2的初级线圈T2W1与变压器T1的线圈T1W1及开关晶体管Q1串联的。因此，基极电流驱动信号iB随集电极电流iQ1大致线性变化。有利的是，比例驱动技术防止了晶体管Q1基极的过驱动。同一个电流变压器在正向型电压变换器300中提供了比例驱动自谐振以及零电压开关的好处，下面将加以解释。
包括晶体管Q2和Q3的正反馈闩锁的晶体管Q3用作比较器。电阻R7上表示电流大小的电压经过电阻R8耦合到充电电容器C7上，电容器C7上的电压经过小电阻R9耦合到晶体管Q3的基极。当晶体管Q3基极电压超过发射极电压并足以使基极-发射极pn结正向偏置时，晶体管Q3导通，由晶体管Q2和Q3构成的闩锁从开关晶体管Q1的基极提取电流。晶体管Q3的发射极电压由电容器C6中电荷生成。电容C6中发射极电压被接地的二极管D7限制为正向二极管压降。电容器C6中电荷在晶体管Q3导通时被再次充满，并当晶体管响应误差放大器A的输出信号而导通时由光耦合器μ1排放。
NPN晶体管Q3的集电极连接PNP晶体管Q2的基极，晶体管Q2的集电极连接晶体管Q3的基极，形成正反馈开关。在晶体管Q2的发射极生成连接到开关晶体管Q1的控制端(即基极)的控制电压，它形成正反馈开关设置的输出并经电阻R5连接到晶体管Q1的基极。
电流变压器T2的次级线圈T2W2为开关晶体管Q1提供驱动电流源。线圈T2W2两端的电压是交流(AC)电压，当开关晶体管交替导通和断开时生成。有利的是，当晶体管Q1接通时，变压器T2向晶体管Q1提供比例驱动用于保持晶体管Q1饱和而不使晶体管Q1过驱动。另一方面，当晶体管Q1不导通时，将晶体管Q1集电极处的谐振电压VQ1耦合到晶体管Q1的基极以保持晶体管Q1不导通。
图2a到2d所示为图1中标出的经过两个振荡周期的一些电压和电流信号。电源接通，由于电流流过电阻R4，振荡周期起动。与电阻R2串联的电阻R4将电源RAW B+连接到开关晶体管Q1的基极。电阻R4是大电阻，为晶体管Q1提供小量的起动基极电流驱动。但是，当晶体管Q1导通时，电流变压器T2将在次级线圈T2W2中引起与初级线圈T2W1中的电流成比例的电流，其比例以返回比率的形式表示，例如20％表示2∶10的返回比率。与次级线圈T2W2串联的二极管D1经过电阻R2将该电流耦合到晶体管Q1的基极。附加基极驱动电流以正反馈的方式维持附加集电极电流的饱和，导致基极电流与集电极电流中的电流增量成比例地增加。晶体管Q1的饱和以及集电极电流的持续流动直到通过晶体管Q2和Q3的动作将基极驱动电流移走为止。
当电流检测电阻R7两端的电压足以使晶体管Q3导通时，在也导通并使晶体管Q3的基极电压增加的晶体管Q2的基极提供触发电流，在晶体管Q3中产生附加的驱动电流并以正反馈的方式运行使闩锁打开。电阻R3和电容器C4为晶体管Q2提供适当的偏压。被闩锁的驱动晶体管Q2的低阻抗很快从开关晶体管Q1的基极移走基极电荷。结果晶体管Q1关断。
在晶体管Q1导通期间，正向电流通过电阻R2和电容器C2流入基极，使电容器C2充电到几伏，使连接电阻R4和R5的端部的电位较高，晶体管Q1基极的电位较低。当晶体管Q2和Q3闩锁时，它们提供对地的低阻抗路径，使电容C2上的电压为晶体管Q1的基极提供负偏压。通过快速移走晶体管Q1中的基极电荷可以改善晶体管Q1的关断速度。
二极管D4和D5彼此串联并连接开关晶体管Q1的发射极。当晶体管Q1导通时，在二极管D4,D5两端存在正向偏置电压降，即大约两伏。与串联二极管D4,D5并联的电容C5充电到该电压。在电容C2可能未被完全充电时，电容C5上的电荷在晶体管Q1关断期间特别是起动期间提供附加的负偏压。以这种方式，将足够的负偏压应用于晶体管Q1的基极以确保快速关断。连接在晶体管Q2集电极和电流检测电阻R7之间的二极管D6和电阻R6将一些反向基极电流分流到电阻R7，这是低阻抗的，例如几分之一欧姆。这种分流减少了晶体管Q3基极过驱动的趋势，否则过驱动将导致过长的存储时间和较差的开关性能。
晶体管Q1关断后，变压器T2的线圈T2W2在串联的二极管D2和电阻R1两端产生负电压。驱动晶体管Q2和Q3保持闩锁直到流过它们的电流降到维持它们正反馈闩锁所需的阈值以下。此后，串联的二极管D2和电阻R1两端的电压阻止晶体管Q1导通。
最后，谐振电路301的谐振动作导致基极-发射极电压反相。当开关晶体管Q1的基极电压增加到充分大时，电流开始在晶体管Q1的基极中流动，产生所述的正反馈增长的集电极电流，并开始下一周期。当集电极电压VQ1为零伏特时，晶体管Q1中的集电极电流iQ1开始流动。因此，得到零电压开关。
有利的是，电流变压器T2能自激振荡。在连接变压器T2次级线圈T2W2的电路中，二极管D2和电阻R1限制在晶体管Q1关断期间产生的负电压。因为二极管D2，电阻R1和电容器C1形成了低阻抗，变压器T2在关断间隔期间作为电流变压器运行。在导通时二极管D1为正向驱动电流提供电流路径，并且还将与二极管D1并联的电容器C1的充电电压限制为二极管D1两端所产生的正向电压。在晶体管Q1导通间隔期间，二极管D1，电阻R2和晶体管Q1的基极-发射极pn结构成了低阻抗。这样，变压器T2作为电流变压器运行。有利的是，通过作为电流变压器运行，变压器T2不必存储大量的磁能且可以具有小型铁芯。
二极管D1堵塞的反向基极电流在晶体管Q1关断间隔期间流过电容器C1。将二极管D3和电容器C3连接以对变压器T2产生的反向电压进行整流和滤波，并提供连接到光耦合器μ1中的光敏晶体管发射极的反向电源电压。
图2a-2d是用于解释图1中所示调谐开关型电源电路运行的波形。用于表示图1电路中的点或路径的相似标记在图2a-2d中表示其电压和电流信号。
图2a表示晶体管Q1集电极的电压VQ1(实线)和电流iQ1(虚线)。图2b表示晶体管Q1的基极电压VB(虚线)和电流iB(实线)。当得到正向基极电压VB时，基极电流iB和集电极电流iQ1逐渐升高直到晶体管Q1电流iQ1达到大约为8A的峰值。在由图2c中的电流iD0UT表示的晶体管Q1正向导通期间次级线圈中的整流器导通。
一但关断，基极电流驱动因受到驱动而突然反转到绝对值大于其正值的负值，例如是2倍。在晶体管Q1关断期间，晶体管Q1集电极的谐振电压VQ1，也是电容器C8上的电压，谐振地升高、然后降落。
在谐振周期期间，电容器C8上的电压VQ1降到零后，二极管D8将电压钳位到地电势附近，如图2d所示导通一段时间，直到基极和集电极电流iB和iQ1开始增加为止。
本发明所示的调谐开关型电源在电流模式控制下运行，这种控制模式基于电流脉冲对电流脉冲控制。当集电极电流达到图1中晶体管Q3的阈值电平时，即电阻R7检测到的电流值足以使晶体管Q3的基极电压升高到大于基极-发射极正向偏置电压和电容器C6上的电压之和时，晶体管Q1的集电极和基极电流脉冲iQ1和iB分别终止。导通光耦合器μ1的光敏晶体管可以调整电容C6上的电荷，响应来自误差放大器A的信号。以这种方式，可以根据电流脉冲精密地调节电压。
本发明的电路响应电流并以正反馈方式及时地校正RAW B+上的输入电压变化，不需利用误差放大器A的动态范围，也不需等待输入电压的变化出现在输出端的延时。通过这种方式，既可以具有电流模式调节的优点，又可以具有调谐开关型电源的优点。
在变压器T1中，次级线圈T1W2和T1W3紧密耦合到初级线圈T1W1。在相应的绕组T1W2或T1W3和相应的滤波电容器CFILTER2或CFILTER3之间引入每个导通二极管DOUT2和DOUT3的电流路径中的低阻抗。有利的是，由于每条电流路径中的低阻抗，所以尽管误差放大器A中只检测电压REG B+，但未被检测到的电压U在很大程度上也得到了调节。
权利要求
1．正向变换器，包括变压器(T1)，具有第一线圈(T1W1)和第二线圈(T1W2)；输入电压源(RAW B+)；开关晶体管(Q1)，响应周期性的开关控制信号(VB)，用于将输入电源电压周期性地应用于第一线圈；整流器(DOUT2)，连接到第二线圈，用于对第二线圈中的变压器耦合电压(VQ1)进行整流，产生连接到负载(303)的整流输出电源电压(REG B+)，在将输入电源电压应用于第一线圈的给定周期(Q1导通)的部分周期期间内生成输出电源电压，供正向变换器运行；电感(Lres)，经第一线圈连接到第二线圈，用于限制整流器中电流(IDOUT2)的变化率；电容器(C8)，连接到电感，当晶体管不导通时形成谐振电路；及控制电路(Q2,Q3)，响应谐振电路中产生的谐振电压(VQ1)，用于产生具有控制输出电源电压的开关时序的开关控制信号，从而在开关晶体管中提供零电压开关。
2．根据权利要求1的转换器，其中电感(Lres)与第一线圈(T1W1)串联。
3．根据权利要求1的转换器，其中，在所述部分周期期间，在第二线圈(T1W2)和负载(303)之间的电流路径中形成低阻抗(DOUT2导通)。
4．根据权利要求1的转换器，其中控制电路(Q2,Q3)响应输出电源电压(REG B+)，用于以负反馈方式改变开关控制信号(VB)的占空比以调节输出电源电压。
5．根据权利要求1的正向变换器，还包括连接到整流器(DOUT2)的滤波电容器(CFILTER2)，其中在第二线圈(T1W2)和滤波电容器之间的电流路径中形成低阻抗(DOUT2导通)，并且电感(Lres)限制电流路径中的电流流动。
6．根据权利要求1的正向变换器，其中第一(T1W1)和第二(T1W2)线圈分别构成变压器(T1)的初级线圈和次级线圈。
7．根据权利要求1的正向变换器，其中变压器还包括第三线圈(T1W3)；及连接到第三线圈的第二整流器(DOUT3)，用于对第三线圈中产生的变压器耦合电压进行整流以产生连接到第二负载(302)的整流第二输出电压(U)，电感(Lres)经第一线圈(T1W1)连接到第三线圈，用于限制第二整流器中电流(IDOUT3)的变化率。
8．根据权利要求7的正向变换器，其中第二(T1W2)和第三(T1W3)线圈紧密耦合以跟随其中产生的电压。
9．根据权利要求7的正向变换器，其中在第三线圈(T1W3)和第二(DOUT3)整流器之间的电流路径中形成低阻抗(DOUT3导通)。
10．根据权利要求1的正向变换器，其中正向变换器在电流模式下运行。
11．正向变换器，包括变压器(T1)，具有第一线圈(T1W1)和第二线圈(T1W2)；输入电压源(RAW B+)；开关晶体管(Q1)，响应周期性的开关控制信号(VB)，用于将输入电源电压周期性地应用于第一线圈；第一整流器(DOUT2)，连接到第二线圈，用于对第二线圈中产生的变压器耦合电压(VQ1)进行整流，在正向变换器运行过程中在向第一线圈提供输入电源电压，使第二线圈和负载以及包括整流器(DOUT2)之间的第一电流路径具有低阻抗的给定周期部分其间内，变压器耦合电压经整流器耦合到负载(303)从而在负载中生成整流输出电源电压(REGB+)；电感(Lres)，连接到第一线圈，用于限制第一电流路径中电流(IDOUT2)的变化率；及控制电路(Q2,Q3)，用于产生具有控制输出电源电压的开关时序的开关控制信号。
12．根据权利要求11的正向变换器，其中第二(T1W2)和第三(T1W3)线圈中每一个都紧密地耦合到第一线圈(T1W1)上以减小变压器(T1)中的漏电感。
13．根据权利要求11的正向变换器，其中正向变换器以电流模式零电压开关运行。
全文摘要
正向变换器包括具有一个初级线圈(T1W1)和一个或多个次级线圈(T1W2,T1W3)的斩波变压器(T1)。每个次级线圈连接相应的整流器(DOUT2)和相应的滤波电容器(CFILTER2)。电感(Lres)与初级线圈串联。在每个次级线圈和相应的滤波电容器之间形成包括相应整流器的低阻抗电流路径。电感限制每条电流路径中电流(IDOUT2)的变化率。
文档编号H02MGK1236500SQ97199472
公开日1999年11月24日 申请日期1997年9月8日 优先权日1996年9月12日
发明者W·V·菲茨格拉德 申请人:汤姆森消费电子有限公司