一种组合变换器的控制方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及直流-交流变换器的控制方法，具体说是一种低电压开关应力和低损耗的组合变换器的控制方法。
【背景技术】
[0002]在太阳能发电系统或者燃料电池系统中，由于单块太阳能电池或者单个燃料电池提供的都是电压较低的直流电，不能满足现有用电设备的用电需求，也不能满足并网的要求，因此需要把低电压直流电转换为实际需要的高压直流电。因而高增益、性能稳定的升压变换器成为一个研宄热点，该研宄对推动光伏、燃料电池产业的发展具有很大的意义。
[0003]此外，在并网领域，传统的电压源逆变器输入直流电压输出交流电压，应用非常广阔。电压源逆变器的输入直流电压可以由电网或旋转交流电机经整流滤波得到，也可由蓄电池、燃料电池或光伏电池得到，分别对应一般工业应用场合(如变频器)，电动车、可再生能源分布式发电等场合。在电压源逆变器中，由于输入直流电压的缘故，功率半导体器件总是保持正向偏置，输入电源一直处于工作状态，对于蓄电池、燃料电池或光伏电池等作为输入电源降会导致其自身损耗增大，影响使用寿命。典型的直流输入电压升压后经过逆变成并网电压的变换器如附图1所示。
[0004]在一些特定的电机控制及电能变换的应用场合，正是由于存在以上不足，普通的电压源逆变器恰是实现系统功能的瓶颈，制约了相关技术的发展与进步。如在电动汽车与混合动力汽车的电力驱动系统中，直流电压一般由蓄电池或燃料电池电压决定，所以驱动电机的恒转矩输出的转速范围决定于电池电压，若电池损耗过渡，则电池电压将会下降，再进一步升速，则进入恒功率范围，电池电压的不足将导致车辆的加速能力将下降，现有技术中采用串入升压电路的方式又会导致系统结构复杂，控制繁琐等问题。在光伏并网逆变器领域中也存在同样的问题，不在赘述。
[0005]在当前全球能源供应日益紧张的背景下，降低输入电源的能耗、提升变换器的工作效率已经成为一个新的关注点。因此，开发新型、高效、高可靠的升压逆变技术，具有很大的现实意义。
[0006]在直流升压领域，最基本的升压变换器是单管Boost变换器，然而这种变换器的升压范围十分有限，很难满足高增益的变换要求，且开关管电压应力为输出电压。
[0007]目前，改进现有的升压变换器主要有以下几种:
[0008]第一种是利用变压器，在原有的直流-直流变换器中间加入一个高频的变压器，通过改变变压器变比实现高增益升压的目的。此时，电能的转化过程实际上由原来的直流-直流，变为直流-交流-交流-直流，整个系统的能量转换效率降低。
[0009]第二种是利用耦合电感，但耦合电感结构复杂，不利于工业加工，难以保证电路的一致性，并且会引起开关器件电压应力过高，带来电磁干扰等影响，导致变换器工作损耗较大。
[0010]第三种是加入级联升压单元，单元数越多，电压增益越大，但电路元件数越多，结构越复杂。
[0011]而在并网逆变领域，降低输入电源能耗、提升变换器的工作效率研宄较少，主要也是集中在软开关方面，主要有两类:一类是通过附加有源功率开关和无源电感、电容等器件实现功率开关管的软开关；另一类是通过附加二极管和无源电感、电容等器件实现功率开关管的软开关。这两类方法的虽然可以实现功率开关管的软开关，但是外加电路复杂，而且不能降低功率开关管的电压应力。
【发明内容】
[0012]本发明所要解决的技术问题，是针对前述【背景技术】中的缺陷和不足，提供一种低电压开关应力的新型、高效、高可靠的升压逆变组合变换器的控制方法，利用该控制方法可以使组合变换器的损耗低，功率密度高。
[0013]本发明控制方法基于组合变换器实现，由具有低电压开关应力的升压电路和低损耗的逆变器构成的组合变换器的升压电路包括输入电源，其产生输入电压Vin，开关元件S1、S2、二极管Dl、D2、电感L、输入电容Cl、中间电容C2和输出电容Co。由于开关器件的特性，开关元件S1、S2分别具有寄生电容CS1、CS2o具体连接关系为:输入电压Vin的正极连接电感L的一端和输入电容Cl的负端，电感L的另一端连接开关元件SI的集电极、二极管Dl的阳级，开关元件SI的发射极连接开关元件S2的集电极，开关元件S2的发射极连接输入电压Vin的负极，中间电容C2的一端连接二极管Dl的阴极，另一端连接开关元件SI的发射极，二极管D2的阳极连接二极管Dl的阴极，二极管D2的阴极连接输入电容Cl的正端，输出电容Co的一端连接二极管D2的阴极，输出电容Co的另一端连接输入电压Vin的负极，并在其两端产生输出电压Vout，开关元件S1、S2构成开关元件支路，二极管D1、D2构成二极管支路，开关元件支路和二极管支路在同一时刻不同时导通；具有低电压开关应力的升压电路和低损耗的逆变器构成的组合变换器的逆变器包括第一开关A、第二开关B、第一功率开关管M1、第二功率开关管M2、第三功率开关管M3、第四功率开关管M4、第五功率开关管M5、第六功率开关管M6、第一二极管D3、第二二极管D4、储能电容C，第一开关A的另一端连接第一二极管D3的阴极、第一功率开关管M i的一端、第二功率开关管M 2的一端、第三功率开关管M3的一端，第二开关B的一端连接第二二极管D 4的阳极、第四功率开关管M 4的一端、第五功率开关管M5的一端、第六功率开关管M 6的一端，第一功率开关管M 另一端、第二功率开关管仏的另一端、第三功率开关管M3的另一端分别连接第四功率开关管M4的另一端、第五功率开关管115的另一端、第六功率开关管M 6的另一端，且各连接点连接三相负载，如三相交流电机、三相电网等，储能电容C的负极连接第二开关B的另一端，储能电容C的正极连接第一二极管的阳极D3和第二二极管04的阴极；升压电路和逆变器之间的连接关系为:输出电容Co的一端连接第一开关A的一端，输出电容Co的另一端连接储能电容C的负极。
[0014]升压电路工作第一阶段为:开关元件S1、S2均导通，由开关元件S1、S2构成的开关支路处于导通状态，电感电流L将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；不经过二极管D1、D2，由二极管D1、D2构成的二极管支路处于断开状态；
[0015]电路工作第二阶段为:开关元件SI导通，开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路处于断开状态，电感电流将通过二极管Dl、D2流向输入电容Cl和输出电容Co，二极管支路处于导通状态，此时的电容状态为中间电容C2和寄生电容Cs2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；达到稳态后中间电容C2和寄生电容Cs2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50% ；
[0016]电路工作第三阶段为:开关元件SI关断、开关元件S2关断，由于开关元件S1、S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，电感电流将继续通过二极管Dl、D2流向输入电容Cl和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为(I)中间电容C2和寄生电容Cs2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；(2)寄生电容Csi与中间电容C2和二极管Dl串联支路并联，达到稳态后中间电容C2和寄生电容Cs2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50%，寄生电容Csi的电压为中间电容C2的电压，也为输出电容Co上的输出电压的50% ；
[0017]电路工作第四阶段为:开关元件SI导通、开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，假设该电路电流处于连续模式，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容Cl和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为:(1)中间电容C2和寄生电容Cs2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联，(2)寄生电容Csi两端由于开关管SI的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2和寄生电容Cs2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50 %，寄生电容C S1的电压将被泄放降至O ;
[0018]电路工作第五阶段为:开关元件SI导通、开关元件S2导通，由于开关元件S1.S2的导通，导致开关支路回到导通状态，电感电流将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；由于二极管D1、D2承受反向压降，二极管支路将变为处于关断状态