5和第六开关管Q 6的占空比相等，第一开关管Q i和第四开关管Q4同时导通、同时关断，第二开关管Q 2和第三开关管Q 3同时导通、同时关断，第一开关管Q1的开通时刻不晚于第六开关管Q6的开通时刻，第二开关管Q2的开通时刻不晚于第五开关管Q5的开通时刻，通过调节第一开关管Q i和第六开关管Q 6导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制。
[0024]在具体实施时，串联的第一谐振电感L全部或部分由变压器T的漏感代替，并联的第二谐振电感Lm全部或部分由变压器T的激磁电感代替，这使得变压器漏感和激磁电感得到有效利用。
[0025]本发明的副边调整型定频谐振变换器在具体实施时，所有的开关管应选用带有寄生体二极管的半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管等。如果所选用的开关管不带有寄生体二极管，则应该在其漏极和源极两端反并联二极管。
[0026]本发明的副边调整型定频谐振变换器在具体实施时，处于同一桥臂的两个开关管之间应该加入死区时间，死区时间的加入一方面是为了避免出现桥臂短路直通现象，另一方面是为了实现开关管的软开关。
[0027]从附图1所示的副边调整型定频谐振变换器结构可以直观的看出，该变换器原边的开关器件都直接被输入电压钳位，即其电压应力就等于输入电压，副边的二级管都直接被输出电压或输出电压的一半钳位，其电压应力等于输出电压或输出电压的一半，而变换器副边的开关管都直接被两个输出滤波电容电压钳位，其电压应力仅等于输出电压的一半，原边和副边的所有开关器件都不存在电压尖峰问题，开关器件的电压应力低，因此其环流损耗小。
[0028]假设所有电感、电容、开关管和二极管都为理想器件，忽略输出滤波电容Cfl和C f2上的电压纹波，且电容Cfl和C f2上的电压相等，则电容C ?和C ^的电压分别等于输出电压V。的一半。下面分别分析变换器的工作原理。
[0029]附图2是变换器的主要工作波形。在该模式下，半个开关周期内共有六种开关模
??τ O
[0030]tQ时刻之前，开关管QjP Q3导通，L r、Cr和L111共同参与谐振，电流i &与电流i Lm相等，变压器原副边均无电流，负载由输出滤波电容供电。
[0031]开关模态l[tQ，tj，对应图3:tQ时刻，关断开关管Q 2和Q3，由于电感Lni较大且该模态持续时间很短，可以近似认为谐振电感电流不变，iLr= i Lffl, L给C 2和C 3充电，同时给M5P C4放电。由于C广C4限制了开关管Q 2和Q3两端的电压上升率，因此Q 2和Q3近似为零电压关断。在h时刻，vAB由-Vin上升至零的同时，g[J边电压Vse。也上升至零，进入下一开关模态。
[0032]开关模态2 Lt1，t2]，对应图4: &时刻，副边电压V se。由零变正，开关管Q 5零电压开通，与开关管Q6、变压器副边绕组Ns、Vdep Cfl构成回路对开关管Q 6放电。
[0033]开关模态3[t2，t3]，对应图5:t2时刻，开关管Q6电压下降为零，其体二极管导通，变压器副边电压为输出电压一半\丨1，原边电压为被钳位在nVy2。中点电压Vab上升为V in，开关管QjP Q 4的体二极管导通，因此开关管Q jP Q 4是零电压开通。开关管Q 6的体二极管与副边整流二极管Dk1、开关管Q5及副边绕组&构成回路，将电感1^的电压箝位在1^。/2，此时电感L111不参与谐振，电流i 线性增加，L JP C ^串联谐振工作。
[0034]开关模态4[t3，t4]，对应图6:t3时刻，开关管Q 5关断，由于C 5限制了开关管Q 5两端的电压上升率，因此95为零电压关断。在〖4时刻，Q 5两端的电压上升至V。/2，该模态结束。
[0035]开关模态5[t4，t5]，对应图7:t4时刻，整流二极管Dk4导通，副边电流经D ^PDk4向负载传输能量。电感1^的电压被箝位在nV。，电感Lm不参与谐振，电流i 线性增加。L r和(；继续串联谐振工作。
[0036]开关模态6[t5，t6]，对应图8:在t5时刻，电流i &谐振到与电流i J目等，此时变换器原边与副边脱开，整流二极管Dki与D ,4为ZCS关断，不存在反向恢复问题。电感L 111两端的电压不再被箝位在nV。，与Lp —起谐振工作。
[0037]丨6时刻开始，关断QJPQ4，进入下半个工作周期，变换器的工作原理与上半个周期工作情况类似，这里将不再赘述。
[0038]根据本发明的副边调整型定频谐振变换器及其控制方法，通过原边开关电路与副边开关电路的移相控制实现输出电压的控制，相对于现有全桥LLC谐振器调整原边开关管来说，通过对副边开关管的调制可有效减小宽输入电压情况下的环流损耗，在全负载范围内实现所有开关管的软开关，副边开关器件电压应力仅为输出电压的一半，为宽输入、高效、大功率隔离功率变换场合提供了关键技术。
[0039]以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
【主权项】
1.一种副边调整型定频谐振变换器，其特征在于:包括输入源(Vin)、原边开关电路(10)、谐振腔(20)、变压器⑴、副边开关电路(30)、第一输出滤波电容(Cfl)、第二输出滤波电容(Cf2)以及负载(RJ ;所述原边开关电路(10)包括第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)，所述谐振腔(20)包括第一谐振电感(LJ、第二谐振电感(Lm)、谐振电容(C；)，所述副边开关电路(30)包括第一二极管(Dki)、第二二极管(Dk2)、第三二极管(Dk3)、第四二极管(Dk4)、第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)，所述变压器(T)包括原边绕组(Np)和副边绕组(Ns); 所述输入源(Vin)的正极分别与第一开关管(Q1)的漏极和第二开关管(Q2)的漏极相连，第一开关管(Q1)的源极分别连于第三开关管(Q3)的漏极和第一谐振电感(LJ的一端，第一谐振电感(LJ的另一端连于第二谐振电感(Lm)的一端和变压器⑴原边绕组(Np)的同名端，变压器(T)原边绕组(Np)的非同名端连于第二谐振电感(Lm)的另一端和串联谐振电容((；)的一端，串联谐振电容((；)的另一端连接于第二开关管(Q2)的源极和第四开关管(Q4)的漏极，第四开关管(Q4)的源极连于第三开关管(Q3)的源极和输入源(Vin)的负极； 所述变压器(T)副边绕组(Ns)的同名端连于第一二极管(Dki)的阳极、第三二极管(De3)的阴极，第一二极管(Dki)的阴极连接于第二二极管(Dk2)的阴极、第一输出滤波电容(Cfl)的一端和负载(Rw)的一端，负载(Ru)的另一端连于第二输出滤波电容(Cf2)的一端、第三二极管(Dk3)的阳极和第四二极管(Dk4)的阳极，第一输出滤波电容(Cfl)的另一端连于第二输出滤波电容(Cf2)的另一端、第五开关管(Q5)的漏极，第五开关管(Q5)的源极连于第六开关管(Q6)的源极，第六开关管(Q6)的漏极连于第二二极管(Dk2)的阳极、第四开关管(Q4)阴极和变压器⑴副边绕组(Ns)的非同名端。2.一种基于权利要求1所述的副边调整型定频谐振变换器的控制方法，其特征在于:所述第一开关管(Q1)与第三开关管(Q3)互补导通，第二开关管(Q2)与第四开关管(Q4)互补导通，第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)互补导通，第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)的占空比相等，第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)同时导通、同时关断，第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)同时导通、同时关断，第一开关管(Q1)的开通时刻不晚于第六开关管(Q6)的开通时刻，第二开关管(Q2)的开通时刻不晚于第五开关管(Q5)的开通时刻，通过调节第一开关管(Q1)和第六开关管(Q6)导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制。
【专利摘要】本发明公开了一种副边调整型定频谐振变换器及其控制方法，该变换器由输入源、原边开关电路、谐振腔、副边开关电路、变压器、第一输出滤波电容、第二输出滤波电容和负载构成，其中原边开关电路由四个开关管构成，谐振腔由第一谐振电感、第二谐振电感和谐振电容构成，副边开关电路由四个二极管和两个开关管构成。该变换器通过原边开关电路与副边开关电路的移相控制实现输出电压的控制。本发明副边调整型定频谐振变换器可有效减小宽输入电压情况下的环流损耗，在全负载范围内实现所有开关管的软开关，副边开关器件电压应力仅为输出电压的一半，为宽输入、高效、大功率隔离功率变换场合提供了关键技术。
【IPC分类】H02M3/335
【公开号】CN104980037
【申请号】CN201510395159
【发明人】杨帆, 葛红娟
【申请人】南京航空航天大学
【公开日】2015年10月14日
【申请日】2015年7月7日