用于谐振变换器的充电模式控制设备的制造方法
【专利说明】
[0001] 分案申请说明
[0002] 本申请是于2010年12月28日提交的、申请号为201010625253. X、名称为"用于 谐振变换器的充电模式控制设备"的中国发明专利申请的分案申请。
技术领域
[0003] 本发明涉及一种用于谐振变换器的充电模式控制设备。
【背景技术】
[0004] 在现有技术中已知强制开关变换器（开关变换器），其具有用于对其进行控制的 设备。谐振变换器是强制开关变换器其中的一大类，其特征在于存在谐振电路，该谐振电路 在确定输入-输出功率流方面起着积极的作用。在这些变换器中，由直流电压供电的包括 4(2)个功率开关（典型地为功率M0SFET)的桥（半桥）产生电压方波，该电压方波施加到 被调谐至接近所述方波基频的频率的谐振电路。由此，由于其选择的特性，谐振电路主要响 应于基频分量而忽略方波的更高次谐波。结果是，传递的功率可通过改变其占空比保持恒 定在50 %的方波的频率来调制。而且，根据谐振电路的配置，相关于功率流的电流和/或电 压具有正弦或分段正弦的形状。
[0005] 这些电压被整流以及滤波，从而向负载提供dc功率。在离线应用中，为了遵照安 全性规定，通过变压器将供电至负载的整流和滤波系统耦合至谐振电路，该变压器提供电 源与负载之间的隔离，这是上述提及的规定所要求的。如在所有隔离网络变换器中那样，在 这种情况中，也对连接至输入电源的初级侧（涉及变压器的初级绕组）以及通过整流和滤 波系统向负载提供功率的次级侧（涉及变压器的次级绕组）之间进行区分。
[0006] 目前，在很多类型的谐振变换器中，所谓的LLC谐振变换器被广泛应用，特别是以 其半桥形式被应用。其称谓LLC源自采用两个电感（L)和一个电容（C)的谐振电路；图1 示出了 LLC谐振变换器的原理示意图。谐振变换器1包括由驱动电路3驱动的位于输入电 压Vin和地GND之间的晶体管Ql和Q2的半桥。在晶体管Ql和Q2之间的公共端子HB连 接至电路块2,该电路块2包括串联的电容Cr、电感Ls以及与具有中间抽头次级的变压器 10并联连接的另一电感Lp。变压器10的中间抽头次级的两个绕组连接至两个二极管Dl 和D2的正极，两个二极管Dl和D2的负极都连接至并联的电容Cout和电阻Rout ;跨越并 联的Cout和Rout两端的电压是谐振变换器的输出电压Vout，同时dc输出电流Iout流经 Rout0
[0007] 谐振变换器相较于传统的开关变换器（非谐振变换器，典型的为PffM-脉宽调 制-控制）而言具有显著的优势：波形无陡峭边缘，由于其"软"开关，功率开关的开关损耗 低，转换效率高（可容易地达到95%以上），能够运行在高频，产生的EMI (电磁干扰）低， 以及最后，功率密度高（即，能够建立具有在相对小的空间处理很大的功率水平的能力的 变换系统）。
[0008] 在大多数dc-dc变换器中，闭环、负反馈控制系统使得变换器的输出电压在改变 运行条件的情况下保持恒定，运行条件即其输入电压Vin和/或输出电流lout。这是通过 将输出电压的一部分与参考电压Vref进行比较来实现的。由输出电压感测系统（通常为 电阻分压器）提供的值与参考值之间的差或误差信号Er通过误差放大器放大。其输出Vc 调制变换器中的量X，其中在每个开关周期期间该变换器承载的能量基本上依赖于该量X。 如上所述，在谐振变换器中这样的一个重要的量是激励谐振电路的方波的开关频率。
[0009] 在所有的dc-dc变换器的控制系统中，误差放大器的频率响应应当被恰当地设计 以确保：
[0010]-稳定的控制环路（即，在变换器的运行条件扰动的情况下，一旦由该扰动导致的 瞬态结束，输出电压倾向于恢复到接近于扰动之前的稳定状态值）；
[0011]-高的稳压性（即，输出电压在扰动之后恢复到的新的恒定值极为接近扰动之前 的值）；
[0012] -好的动态性能（即，在扰动随后的瞬态期间，输出电压不会很大地偏离期望值并 且瞬态本身很短）。
[0013] 上述提及的控制目标可被表述为控制环路的传递函数的一些特征量，例如，带宽、 相位裕度、dc增益。在dc-dc变换器中，这些目标可通过作用于误差放大器的频率响应、修 改其增益以及适当地安排其传递函数的极点和零点（频率补偿）来实现。这通常通过采用 包括电阻和连接至电阻的具有合适值的电容器的无源网络来实现。
[0014] 但是，为了确定获得控制环路的传递函数的期望特征所需的频率补偿，必须要知 晓调节器增益，即将控制电压Vc转换到控制量X的系统增益，以及变换器本身相对于量X 的变动的频率响应。
[0015] 调节器增益通常不依赖于频率，并且在控制集成电路中固定。
[0016] 虽然dc-dc变换器由于开关动作为强非线性系统，但在合适的近似以及某种假定 下，其频率响应可由与用于线性网络的方式相同的方式来描述以及表示，由此，可由以增 益、零点和极点为特征的传递函数来描述以及表示。该传递函数基本上取决于变换器的拓 扑，即，处理功率的元件的共同配置，取决于其运行模式，即，在每个开关周期，在磁性部件 中存在连续电流流动（连续电流模式，CCM)还是不存在连续电流流动（不连续电流模式， DCM)，以及取决于由控制环路控制的量X。虽然在PffM变换器中，通常采用不同的控制方 法-但传统地，在谐振变换器中，被用于控制变换器的量直接为施加至谐振电路的方波的 开关频率。
[0017] 在所有的用于市场上可获得的dc-dc谐振变换器的集成控制电路中，其控制直接 作用于半桥的谐振频率（直接频率控制，DFC)上。图2示出了用于该类型的谐振变换器的 控制系统。次级侧的误差放大器4,在其反相输入端具有输出电压Vout的一部分，在非反相 输入端具有参考电压Vref，其输出通过光耦合器5传输至初级侧以确保由安全规定要求的 初级-次级隔离，并且该输出作用于控制集成电路30中的电压控制振荡器（VC0)6或者电 流控制振荡器（ICO)。
[0018] 这种类型的控制带来两类问题。第一类涉及以下事实：不同于PffM变换器，由增 益、极点和零点表述的用于谐振变换器的动态小信号模型并不已知（仅具有不可靠的实际 应用的一些近似形式）。换句话说，不知晓功率级的传递函数。第二类问题涉及以下事实： 根据基于仿真的研究结果，所述功率级的传递函数显示出强可变dc增益，极点的数量依赖 于运行点而从一个至三个变化并且具有非常易变的位置。最后，由于输出电容，存在一个零 点。
[0019] 大增益变化以及高可变性极点配置导致反馈控制环路的频率补偿极为困难。这导 致，实际上不可能获得在所有运行条件下的最优瞬态响应，并且需要在稳定性和动态性能 之间的极大的权衡。另外，能量传递极为依赖于输入电压（音频-敏感性），这使得控制环 路不得不显著改变运行频率以补偿所述变动。由于变换器的输入电压中总是具有频率两倍 于主电压的频率的交流分量，在该频率处的环路增益需要足够高以有效地抵制所述交流分 量并且显著地减弱在输出电压中可见的剩余纹波。
[0020] 所有的这些因素导致了问题不能被全部解决的危险，尤其是当由变换器供电的负 载具有高的动态变化以及/或对于动态精确性或者响应速度或者输入纹波抵制存在严格 的要求时。
[0021] 最后，涉及DFC控制方法的另一个难题是开关频率对于谐振电路中的元件（Cr， Ls以及Lp)的值的敏感性。这些值由于其制造公差而具有统计学分布，并且这对保护电路 的有效性产生不利影响。事实上，通常来说，为了避免变换器运行异常，应当限制控制量X。 在谐振变换器的情况下，实施DFC的谐振控制器允许对半桥的操作频率进行上限和下限限 制。设置这些限制应当考虑，由于上述提及的值的分布，变换器的操作频率范围将相应地改 变。由此，对频率设定的最小限制应当小于作为所述范围的低端的最小值，并且最大限制应 当大于作为所述范围的高端的最大值。这极大地减小了作为防止异常操作情况的手段的频 率限制的有效性。
[0022] 所述难题的解决包括，采用基于充电模式控制（CMC)的变换器控制，所述方法在 W. Tang，F. C. Lee，R. B. Ridley 以及 I. Cohen 的论文 "Charge Control: Analysis，Modeling and Design"中第一次论述，其发表在电力电子专家会议（Power Electronics Specialist Conference)，1992. PESC' 92 记录，IEEE 年报第 23 期，1992 年6月 29 日一 7月 3 日，页 码：503-511，第1卷上。而将之应用至谐振变换器的想法则可以追溯到W. Tang，C. S. Leu 以及 F. C. Lee 的论文 "Charge control for zero-voltage-switching multi-resonant conv