差分电感器与第二共模电感器之间的节点之间。这两个电容器C Ya 和CYb还衰减切换时PFC地的潜在转换速率。
[0042] 共同地，差分电感器（'和L Db)、共模电感器Lca和L cb和三个电容器C x、CYa、Cj象 三阶LCL滤波器一样工作。然而，等效电感小于常规的一阶滤波器很多。电感器尺寸、成本 和重量与相同电流下的电感成比例，所以可以利用该滤波器布置来实现显著的成本节省。 另外，该滤波器布置的对称性减少EMI问题。
[0043] 在操作期间，转换器电路16被配置成接收来自输入滤波器14的交流输入并且输 出直流信号。虽然转换器电路的其他布置也落入本公开内容的更宽的方面内，但是在示例 实施方式中，转换器电路16被实现为全桥逆变器布置。
[0044] 在示例实施方式中，EMI滤波器12介于交流输入11与输入滤波器14之间。EMI 滤波器进行操作以过滤电磁干扰。由于在减少电磁干扰方面输入滤波器14的效能，可以减 小EMI滤波器的尺寸和复杂度。在某种情况下，已从转换器10移除了 EMI滤波器12。
[0045] 图2描绘了没有磁集成的高阶输入滤波器14'的替选实施方式。该输入滤波器 14'的布置类似于上述输入滤波器14。然而，第二对差分电感器L Da'和LDb'与共模电感器 对]^3和!^(^串联親合。即，第二对差分电感器中的第一差分电感器L Da'具有电親合至第一 共模电感器Lea的第二端子的第一端子，以及第二对差分电感器中的第二差分电感器L Db '具 有电耦合至第二共模电感器La的第二端子的第一端子。第一差分电感器L Da'和第二差分 电感器LDb'感应地耦合在一起并且共享公共磁芯。在操作期间，通过L ea和La的公共电流 比差分电流小很多，从而如果耦合系数为1则Lea和L a仅需要小的磁芯。引入了第二对差 分电感器（LDa'和LDb'）来替换LdP La的漏磁电感。虽然在该布置中引入了附加部件，但 是成本、尺寸和重量几乎与图1中所示的输入滤波器14相同。此外，可以简化输入滤波器 14'的设计和制造工艺。
[0046] 图3描绘了交流直流转换器10的差分模型。LD1、Ld2和C D是该模型的等效参数。 在附录中给出了该模型的推导。该模型在下述控制算法中使用。
[0047] 图4描绘了交流直流转换器10的共模模型。LjP C ε是该模型的等效参数。在附 录中也给出了该模型的推导。
[0048] 图5示出了可以在交流直流转换器10中使用的驱动信号和所得到的输出的示例 单极PWM模式。具体地，针对全桥逆变器中的开关的驱动信号。在该示例中，将切换周期划 分成两个半周期：第一半周期Tl和第二半周期Τ2。在实时控制中，总是存在一个控制周期 延迟。即，在Tl中，针对下一个T2计算占空比，并且在T2中，针对下一个Tl计算占空比。 该PWM模式确保在每一个半周期中
从而，控 制周期是切换周期的一半。还应当注意到，点a和b的共模电压输出恒定，由此确保图4中 所示的共模模型的稳定性。不仅输出电压Uab的频率是切换频率的两倍，而且控制频率是切 换频率的两倍，这为转换器10提供了优良性能。在每个半周期中，开关模式保持平均值恒 定以保持稳定的共模电压。
[0049] 图6描绘了转换器10的示例电流回路控制图。电流回路的控制旨在使转换器的 输入电流iAe跟踪给定基准波形i 。出于控制目的，测量了电网侧输入电压uAe、输入电流 iAC和直流输出电压u DC。为了获得快速响应和鲁棒性能，在该系统中采用状态反馈控制方 法。后面在附录中给出了详细的数学模型和推导。在图6中，基于离散模型的基于模型的 状态反馈控制方法用于对转换器电路进行控制。控制器的输出是占空比（duty)，其是图5 中所示的占空比信号Uab。为了在不使用附加硬件传感器的情况下获得状态估计，在该控制 回路中采用卡尔曼状态估计器。利用该先进控制方法，提出的电路可以不仅进行直流电压 调整、无功功率补偿功能，而且还可以是有源谐波电流滤波器，该有源谐波电流滤波器可以 提高电力网质量。在本公开内容的更宽的方面内还考虑了其他类型的控制方法。
[0050] 图7示出了当在输入滤波器谐振频率处存在IVpp电压源时在没有利用提出的控 制方法的情况下的输入电流。由于几乎不存在较高效率的衰减，所以谐振频率处小电压源 将引起振荡。为了抑制该振荡，通常与电容器串联放置阻尼电阻器，该阻尼电阻器引起额外 损耗。此外，由于该系统的弱稳定性，难以设计高增益补偿器来实现快速响应。
[0051] 图8示出了当在输入滤波器谐振频率处存在IVpp电压源时在利用提出的控制方 法的情况下的输入电流。即使没有阻尼电阻器，也不存在振荡并且提高了效率。此外，能够 实现用于转换器的高性能电流跟踪控制器。
[0052] 图9示出了具有LCL输入滤波器的常规转换器中的输出地与交流中性线之间的电 压。该电压在很短时间处随直流侧电压的幅度摆动很大，这意味着转换器的潜在转换速率 高。PFC地与大地之间的寄生电容能够引起切断EMI问题。相比之下，在图10中示出了提 出的转换器10中的输出地与交流中性线之间的电压。该电压很平滑，这意味着PFC装置的 潜在转换速率很低。共模EMI与潜在转换速率成正比。与图9中的结果相比，转换器10在 共模EMI性能方面好很多。
[0053] 图11示出了提出的交流直流转换器10的负载阶跃响应。在输出端子处应用6. 4kW 负载。该系统稳定，并且输入电流与输入电压同相。
[0054] 图12示出了提出的交流直流转换器的源阶跃响应。此外，在输出端子处应用 6. 4kW阶跃电源。该系统稳定，并且交流侧电流与输入电压成180°异相。
[0055] 图13示出了转换器10的无功功率补偿结果。可以使用图6中所示的控制方法将 基准电流设置成任意波形。因此，提出的转换器10也可以执行无功功率补偿功能。在图11 中，基准电流被设置成超前输入电压90 °，控制方法示出了很好的跟踪能力，并且转换器很 好地表现为无功功率补偿器。
[0056] 图14示出了转换器10的谐波电流注入结果。因为提出的输入滤波器级的电感器 小，所以可以预期快速的电流转换速率。这给转换器10 了像谐波有源滤波器那样将高频电 流注入电力网的能力。在图14中，作为示例，25阶谐波电流（1250Hz)被注入到电力网。
[0057] 相比于现有技术，本公开内容的一个优点是可以同时实现下面的特征中的每一 个：输入滤波器尺寸的紧凑和低成本；以较低的效率实现低输入电流纹波，所以可以实现 更高的效率；低共模EMI ;以及快速和鲁棒电流跟踪。交流直流转换器可以表现为双向PFC 转换器以及无功功率补偿器和有源谐波滤波器。
[0058] 出于说明和描述的目的提供了实施方式的前述描述。前述描述不意在是穷举的 或限制本公开内容。即使没有具体示出或描述，特定实施方式的各个要素或特征也通常不 限于该特定实施方式，而是在适用的情况下是可互换的并且可以被用在所选择的实施方式 中。可以以多种方式对特定实施方式的各个要素或特征进行变化。这样的变化不应当被视 为偏离本公开内容，并且所有这样的修改意在被包括在本公开内容的范围内。
[0059] 附录
[0060] 差分樽铟和共樽樽铟的椎导
[0061] 对称地设计了参数，从而电感器和电容器的值可以被表达为Ld= LDa= LDb、Lc = Lca= Lcb、CY= CYa= CYb。可以得到下面的等式：
[0062] 4La iAC - uAC - wc； C I )
[0063] L1 , ·/, -M ·/,, =?：ru -u. ^la-Ua ( 2 )
[0064] Lvk · ih-M iu = u'b - uC}1l ( 3 )
[0065] CYa · iiCYa +Iac=C^ mGx. + 4 { 4)
[0066] C!7) -Ucrb +i4c -Cg + % (.5')
[0067] Upfc GND+uCYb - (uac_ucx)/2 (6)
[0068] Upfc vcc-uCYb - (uac+ucx)/2 (7)
[0069] Ua=Ura+UPFC_GND (8)
[0070] Ub= u b' +Upfc gnd (9)
[0071] Upfc - U PFC VCC-Upfc gnd (10)
[0072] (2) + (3)
[0073]
C 11 )
[0074] 其中，Lk= L e_M，其表示耦合的电感器Lea和L eb的漏磁电感。
[0075] (2) - (3)
[0076] (ig +Μ)·(?α - 〇 = Um-(ill+til) (12)
[0077] (4) + (5)
[0078]
(13)
[0079] 根据（13)可以得到
[0080]
:(14)
[0081] (4) - (5)
[0082] C\ -{il，Ya - ?) = ?-? ( 15 )
[0084] 可以得到新等式，
[0085] (16)
[0086] (17 )
[0087