渐变小或者输入电压Vin逐渐升高(通常负载L更容易变化)使得一次测电流Ip在连续和断续的边界时候的主要电压和电流波形。当负载L逐渐变小或者输入电压Vin逐渐升高时，流过反激变换器一次侧和二次测的开关管的电流Ip和Is都会减小。到某一个负载情况或者某一个输入电压情况，例如负载L减小到第一阈值，每次开关管导通的时候，一次侧的电流IP都是从O开始上升，同时，二次测的电流Is下降到O。这个时候就到达了连续导通和断续导通的边界。在到达这个边界(或阈值)之前，反激变换器依然是维持CCM的工作状态。而到达这个边界以后，如果负载L继续下降或者是输入电压继续升高，或者是二者兼有，那么本申请的反激变换器就进入谷底导通模式。
[0037]在所述负载L大小小于第一阈值且大于第二阈值时,其中所述第一阈值大于所述第二阈值，反激变换器切换到谷底导通模式。本申请谷底导通模式如图2D中所示，当电流Ip和Is进入断续的模式以后，反激变换器中的开关管SI的寄生电容和变压器T的励磁电感会产生自由谐振，如图中的BI示出了该谐振的第一个波谷。此时需要电路去检测这开关管SI上的谐振电压波形。当Vds达到谐振电压谷底，也就是谐振电压的一个最小值的时候，才去做导通开关管SI的动作，而不是像如图1B和如图1C所示的传统的CCM控制方式，由于工作在CCM的反激变换器都采用固定频率的控制方式，当驱动信号Vgs到来的时候，不管这个时候开关管SI上面的电压Vds为何值，开关管SI都会马上导通。如果这个时候开关管SI上面的电压Vds在最小值(即谐振的谷底)，那么这个时候产生的开关损耗就会比较小，如图1B中所示。但如果这个时候开关管SI上面的电压Vds在最大值(即谐振的波峰)，这个时候产生的开关损耗就会很大，如图1C中所示。这样，如果出现图1C的情形，对于反激变换器效率的影响，特别是轻载效率的影响会非常大。
[0038]在实际应用时，随着负载L不同，相应的开关管SI上的自由谐振的时间也会不同，如谐振的周期会从I个变到2个，甚至变到η个(η是自然数)，即由负载L的大小决定谐振时间。图2Ε和2F显示了当负载L继续降低，开关管SI导通的时间会缩小，自由谐振的时间会变长，谐振的周期也会从I个变到2个，如图2Ε中的Β3示出了在谐振电压的第三个波谷导通开关管SI，如图2F中的Bn示出了在谐振电压的第η个波谷开关管SI。在这种情况下，需要电路去检测谐振电压，即开关管SI上面的电压Vds，当电压Vds达到谷底的时候，才去做开关管导通的动作，从而降低开关损耗。
[0039]如前所述，在所述负载L的大小不大于所述第二阈值时，即属于极轻负载，控制所述反激变换器切换到突发模式。在本申请的突发模式中，一段时间内反激变换器突发输出(burst on),开关管SI接收高频的驱动信号，一段时间内反激变换器停止输出(burstoff)，驱动信号被完全关掉。这样，可以减小极轻负载时候的开关损耗，进一步提高变换器的效率。本申请不对突发模式做进一步的限定。
[0040]图2G是示意性说明本申请的反激变换器的另一个实施例的框图示意图。如图2G中所示，本申请的反激变换器还包括:开关管谐振电压检测单元30，配置为在所述负载L的大小小于所述第一阈值且大于所述第二阈值时，即属于轻负载时，检测所述反激变换器的一次侧施加在开关管SI上的谐振电压Vds的波形，其中所述工作模式控制单元30将所述开关管SI上的所述谐振电压Vds的所述波形行进到谷底的时刻确定为允许所述开关管SI进行导通操作的导通时机。
[0041]图2H是示意性说明本申请的反激变换器的又另一个实施例的框图示意图。图21是示意性说明图2H的反激变换器工作于谷底导通模式的电压电流波形示意图。如图2H和图21中所示，本申请的反激变换器的还包括:开关管谐振电压检测单元40，其包括与所述反激变换器的一次侧绕组耦合的辅助绕组La，其中所述开关管谐振电压检测单元40配置为在所述负载L的大小小于所述第一阈值且大于所述第二阈值时，即属于轻负载时，检测所述辅助绕组La上的电压Vaux，其中所述辅助绕组La上的所述电压Vaux反映所述反激变换器的所述一次侧施加在开关管SI上的谐振电压Vds，其中所述工作模式控制单元20将所述辅助绕组La上的所述电压Vaux的波形行进到谷底，也即将所述开关管SI上的所述谐振电压Vds的所述波形行进到谷底的时刻确定为允许所述开关管SI进行导通操作的导通时机。
[0042]图2J是示意性说明本申请的反激变换器的再另一个实施例的框图示意图。图2J是基于图2H的一种具体化方案，在本申请的反激变换器中，图2H中的负载检测单元10可以实施为图2J中的反馈线路70，其通过检测所述反激变换器的所述输出端施加在负载L上的输出电压或输出电流而生成反馈电压Vf2来检测所述负载L的大小。也就是说，在本文提到的反激变换器及其控制方法中，电路的负载L的状态可以通过反馈电压Vf2的高低来反应。图2K是示意性说明图2J的反激变换器中反馈电压与负载大小的关系示意图。
[0043]如图2J中所示，可以通过检测反馈电压Vf2的高低来决定电路中的开关SI何时工作在CCM状态，何时工作在谷底导通模式状态，何时工作在突发模式状态，以及何时工作在CCM状态下的峰值负载阶段。一般地，反馈线路70会根据负载L的轻重，创建一个反馈电压Vf2，可以使此电压Vf2随负载L的加重而升高，而随着负载的降低，Vf2也会随之线性降低，如图2K所示。可以设定若干个Vf2的值作为进入不同工作模式的门槛。
[0044]当反馈电压Vf2为不小于Vl的值(相应于前述的第一阈值)，负载L大小适中或比较重，电路工作在CCM状态，这时反激变换器输出一定的功率。在CCM状态下，当负载L非常重，如当反馈电压Vf2为不小于VO (相应于一第三阈值)的值时，认为反激变换器的负载达到峰值，其中VO大于VI，反激变换器开始工作于CCM状态下的峰值负载阶段，这时反激变换器提高开关管SI的开关频率，以便提供比普通CCM状态更大的输出功率。
[0045]当负载L降低的时候，反馈电压Vf2随之线性下降。当这个电压值降低到Vl (相应于前述的第一阈值)的时候，负载L已经比较轻了。当负载L继续降低，反馈电压Vf2小于Vl之后，电路就进入DCM状态，即电路切换到谷底导通模式。
[0046]当负载L进一步降低时，反馈电压Vf2低于V2 (相应于前述的第二阈值)后，电路切换到突发模式状态。
[0047]反馈电压Vf2的值作为一个信号送到工作模式控制单元20中。这样，就可以通过检测反馈电压Vf2的值来确定什么时候进入怎样的工作模式状态了。
[0048]作为另一个实施例，在本申请的反激变换器中，图2H中的开关管谐振电压检测单元40可以实施为图2J中的开关管谐振电压检测单元50，其通过分压器60取得所述辅助绕组La上的电压Vaux。
[0049]根据图2A、2G、2H和2J所示的本申请的反激变换器能够实现谐振电压，即开关管SI上面的电压Vds的谷底检测。例如，图2J中的检测线路，即开关管谐振电压检测单元50，由变压器T的辅助绕组La和一个分压器60组成。用于检测的变压器辅助绕组La由于和变压器T的一次侧绕组耦合(例如同芯绕制)，所以检测辅助绕组La上面的电压就可以反映开关管SI上面的瞬时电压Vds。只需要检测到检测绕组La上面电压Vaux的最小值，与此同时，就是开关管上面电压Vds的最小值。把这个检测信号送到控制线路(控制线路一般是集成控制电路)，即工作模式控制单元20，就可以实现谐振电压即开关管SI上面的电压Vds的谷底检测的需要。
[0050]图2L是示意性说明图2J的反激变换器中分压器的一个实施例的框图示意图。作为一个实施例，来自辅助绕组La的电压Vaux可以通过分压电阻Rl和R2分压并经Cl滤波后而输出的输出电压Vfl的波形来反映开关管SI上的电压Vds的波形。
[0051]图2M是示意性说明图2J的反激变换器中反馈线路的一个实施例的框图示意图。作为一个实施例，来自负载L的电压，即反激变换器的输出电压Vload通过分压电阻R3和R4采集，并输入到运算放大器A的输入端，通过运算放大器A输出电压Vf2来反映负载L的大小。其中阻容(RC)网络和运算放大器A “ + ”输入端上的参考电压Vref是运算放大器A正常工作所需要的一般设