专利名称：发射装置和用于阻抗匹配的方法
技术领域：
本发明涉及一种发射装置、发射装置的应用和一种用于阻抗匹配的方法。
背景技术：
特别是移动无线通信装置上的发射装置通常具有后置于天线的功率晶体管。工作时实际天线的变化特性会使功率晶体管与天线的阻抗值失配。这些变化首先是由移动无线通信设备的用户所引起的天线环境条件变化造成的。该设备例如可以处于手中、金属底座上或者汽车中。
文献US 2005/0020218 A1介绍了一种用于无线系统功率传输测量的电路。在功率放大器与天线之间连接四分之一波长耦合器(英语为Qurater-Wave-Coupler)，用于探测缩写为VSWR的电压驻波比。
文献US 6,868,260 B2研究具有优化阻抗的发射站。功率放大器在输出侧与可调阻抗和天线连接。所述阻抗由处理器调节。
发明内容
本发明的目的在于，说明一种发射装置以及一种用于阻抗匹配的方法，其中，对变化条件的阻抗匹配得到改善。
该目的利用独立权利要求1和24的主题和依据独立权利要求26的方法得以实现。改进方案和扩展方案为从属权利要求的主题。
依据本发明，发射装置设置有匹配电路、基准电路和比较器。匹配电路包括可调阻抗并可在输出端上与天线连接。基准电路在输入端上与匹配电路的输入端连接。基准电路具有基准阻抗。比较器在第一输入端上与匹配电路相连接并在第二输入端上与基准电路相连接。比较器在输出端上通过匹配电路的控制输入端与可调阻抗连接。
可以对匹配电路和基准电路输入端施加发射信号。在基准电路上可分接额定信号，并在匹配电路上可分接实际信号。比较器用于额定信号与实际信号的比较。比较的结果以控制信号的方式被输送给匹配电路的可调阻抗。在匹配电路的输出端上可量取发射信号。
具有优点的是可调阻抗可以被这样调节，使得发射装置可与变化的实际天线阻抗相匹配。这种发射装置的优点是，天线的失配即使在天线环境条件变化的情况下也得到避免。具有优点的是，利用这种发射装置可以降低电压驻波比。
在一个改进方案中，比较器具有差动放大器。差动放大器在一个输入端上与比较器的第一输入端相连接，并在另一个输入端上与比较器的第二输入端相连接。差动放大器在输出端上与比较器的输出端连接。
在一种实施方式中，比较器被构造为比较电路(Komparator)。
在一种改进方案中，发射装置包括第一和第二幅度探测器。第一幅度探测器连接在匹配电路与比较器之间。它被设计用于确定匹配电路实际信号的幅度。第二幅度探测器连接在基准电路与比较器的第二输入端之间，并用于确定额定信号的幅度。
在一种实施方式中，第一和第二幅度探测器分别具有二极管。第一和第二幅度探测器可以被构造为可复位的峰值整流器。
在发射装置的一个改进方案中，在比较器的输出端与匹配电路的控制输入端之间连接放大器。在该改进方案的第一实施方式中，放大器被实现为线性放大器，也称为比例放大器、缩写P放大器。在第二实施方式中，放大器被构造为比例积分放大器、缩写PI放大器。在第三实施方式中，放大器被构造为比例积分差动放大器、缩写PID放大器。
在一种实施方式中，发射装置包括调节电路。调节电路的实际信号可在匹配电路上被分接并被输送给比较器的第一输入端。调节电路的额定信号可在基准电路上被分接并被输送给比较器的第二输入端。比较器被设计用于通过实际与额定信号的比较来确定调节偏差。调节偏差借助于放大器被放大并使匹配电路可调阻抗的调整产生变化，从而调节电路闭合。调节电路的优点是它可在连续的发射运行中工作，以及可以根据匹配电路与基准电路在输入侧的连接从两处施加发射信号。
可调阻抗被设计用于使阻抗与可连接在发射装置上的天线的阻抗值匹配。
具有优点的是，基准电路和可调阻抗具有相同的电路技术上的结构。具有优点的是，基准电路的阻抗频谱和可调阻抗的阻抗频谱直至恒定的乘数因子近似相同。优选地，这一点是在为发射装置所设置的那个频率范围内的情况下。优选地，乘数因子为实数。
在一种实施方式中，可调阻抗具有至少一个可调电容。
在一种改进方案中，可调电容包括由第一电容器与串联电路组成的并联电路，所述串联电路由第二电容器和开关组成。如果开关处于接通工作状态，那么可调电容具有高电容值。如果开关处于断开工作状态，那么可调电容具有低电容值，即第一电容器的电容值。
在一种替代的实施方式中，可调电容具有串联电路，它包括第三电容器和具有第四电容器和开关的并联电路。如果开关处于接通工作状态，那么第四电容器短接并因此可调电容具有高电容值，即第三电容器的电容值。如果开关处于断开工作状态，那么可调电容的电容值通过第三电容器和第四电容器的电容值确定并小于第三电容器的电容值。
在一种实施方式中，可调电容被构造为微型机械元件形式的电可调电容。在一种替代的实施方式中，可调电容包括变容二极管。
在一种改进方案中，可调阻抗包括电感。电感可以被构造为薄膜电感或者借助于微型系统技术实现的电感。
在一种替代的实施方式中电感被构造为可调的。电感值的调节可以借助于接通或者断开薄膜电感线圈的线圈线匝或者借助于微型系统技术实现的电感来实现。
在一种改进方案中，基准电路包括至少一个基准电容器。在一种实施方式中，基准阻抗包括至少一个电感。
在一种实施方式中，可调阻抗包括连接在可调阻抗的输入端与输出端之间的电感和连接在可调阻抗的输出端与基准电位端子之间的电容。相应地基准电感包括连接在基准阻抗的输入端与输出端之间的电感和连接在基准阻抗的输出端与基准电位端子之间的基准电容器。
在一种改进方案中，匹配电路包括至少一个晶体管并且基准电路包括至少一个基准晶体管。匹配电路的至少一个晶体管在控制输入端上与匹配电路的输入端相连接，在第一端子上通过可调阻抗与匹配电路的输出端相连接，并与供电电压端子相连接，以及在第二端子上与基准电位端子相连接。基准晶体管在控制输入端上与基准电路的输入端相连接，在第一端子上通过基准阻抗与终端阻抗相连接，以及与供电电压端子相连接，并在第二端子上与基准电位端子相连接。具有优点的是，关于晶体管在输出侧与可调阻抗相连接。具有优点的是，借助于可调阻抗避免天线失配对晶体管的反作用。晶体管和晶体管的布线因此可以有利地为天线的理想相匹配情况而设计，因为根据中间连接的可调阻抗，天线特性中时间上的变化对晶体管仅产生微小的反作用。
在该改进方案的第一替代的实施方式中，可调阻抗连接在至少一个晶体管的第一端子与供电电压端子之间，以及基准阻抗连接在基准晶体管的第一端子与供电电压端子之间。
在第二替代的实施方式中，可调阻抗连接在至少一个晶体管的第二端子与基准电位端子之间，以及基准阻抗连接在基准晶体管的第二端子与基准电位端子之间。
在一种实施方式中，所述终端阻抗被构造为特性阻抗。在一种有效的实施方式中，所述终端阻抗被构造为实数的特性阻抗。
在一种改进方案中，匹配电路包括缩写为MOSFET的金属氧化物半导体场效应晶体管，并且基准电路包括缩写为基准-MOSFET的基准金属氧化物半导体场效应晶体管。匹配电路的MOSFET具有沟道宽度和沟道长度。同样，基准-MOSFET具有沟道宽度和沟道长度。匹配电路的MOSFET可以具有与基准MOSFET相比更高的沟道宽度与沟道长度比，以便可以使匹配电路上的MOSFET具有与基准MOSFET相比更高的电流驱动能力。在一种优选的实施方式中，匹配电路MOSFET的沟道宽度与沟道长度比除以基准MOSFET的沟道宽度与沟道长度比近似等于基准阻抗的阻抗值与可调阻抗的阻抗值之比。由此具有优点的是，实际信号和额定信号处于近似相同的电压水平上。
在一种替代的实施方式中，匹配电路包括晶体管和在输入输出侧并联的N-1个其他晶体管。因此第一数量N个晶体管在匹配电路上并联。可调阻抗连接在第一数量N个晶体管的公共输出端与匹配电路的输出端之间。基准电路具有晶体管。具有优点的是，基准阻抗的阻抗频谱和可调阻抗的阻抗频谱直至恒定的乘数因子、第一数量N近似相等，其中，基准阻抗的数值高于可调阻抗。
在一种实施方式中，匹配电路和基准电路包括pnp双极性晶体管。优选地，匹配电路和基准电路具有npn双极性晶体管。
在所提出原理的一种替代的实施方式中设置一种发射装置，其具有匹配电路、基准电路和比较器。匹配电路包括输入端、在控制输入端上与匹配电路的输入端连接的晶体管、与晶体管连接的可调阻抗、和与晶体管的第一端子连接并可与天线连接的输出端。基准电路包括与匹配电路的输入端连接的输入端、在控制输入端上与基准电路的输入端连接的基准晶体管、和与基准晶体管连接的基准阻抗。比较器在第一输入端上与匹配电路的分接点通过匹配电路的输出端连接，在第二输入端上与基准电路的分接点通过基准电路的输出端连接，并具有通过匹配电路的控制输入端与可调阻抗的控制输入端连接的输出端。
在所提出原理的另一种替代的实施方式中设置一种发射装置，其包括用于调节发射路径上的发射信号的装置和基准路径上的基准装置。用于调节发射信号的装置在输入端端与基准装置并联。发射装置此外包括用于比较的装置，其被设计用于比较可在发射路径上分接的实际信号和可在基准路径上分接的额定信号并将控制信号送到用于调节发射信号的装置上。用于调节发射信号的装置被构造为可调的。由此具有优点的是，该发射装置能够与可连接在发射路径上的天线相匹配。
匹配电路、基准电路和比较器可以在半导体本体上作为集成电路加以制造。在一种改进方案中，半导体本体和集成电路还包括第一和第二幅度探测装置和放大器。在半导体本体上可以连接天线。
所述发射装置可以在固定发射装置上或者在移动无线电通信的设备上使用。
依据本发明，用于阻抗匹配的方法设置有以下步骤在基准电路上分接额定信号。在匹配电路上分接实际信号。将额定信号和实际信号相互比较。
取决于比较结果，调节匹配电路上的可调阻抗。匹配电路在输出侧输出发射信号。
具有优点的是，因此对天线阻抗实施阻抗匹配。
概括起来，所提出的原理具有以下优点-发射装置可以对天线的时间上变化的阻抗实施阻抗匹配。
-天线的失配阻抗对后置有天线的晶体管不产生反作用。
-匹配借助于调节电路非常精确进行，因为额定值作为基准值由基准电路提供。在确定额定值时，考虑到发射装置所要发射信号的瞬时值。
-该电路针对匹配或基准电路上晶体管的不同发射频率和不同功率级均灵活地发挥作用。
下面借助附图围绕多个实施例对本发明进行详细说明。功能或作用相同的部件具有相同的附图标记。只要电路部分在元件及其功能上相同，在后面附图的说明中就不再重复说明。其中图1A-1C示出依据所提出原理示范性的发射装置；图2A-2F示出可在依据图1A-1C的发射装置上使用的可调阻抗和基准阻抗示范性的实施方式；图3A-3C示出可在依据图2A、2C和2E的可调阻抗上使用的可调电容示范性的实施方式；图4示出运行依据所提出原理的发射装置的示范性的时间流程；图5A-5D示出模拟依据所提出原理的发射装置的结果；图6A-6B示出不匹配的和匹配的发射装置的Smith曲线图。
具体实施例方式
图1A示出依据所提出原理的发射装置。该发射装置包括匹配电路20′和基准电路60′。在匹配电路20′的输出端28上连接天线5。匹配电路20′具有输入端21。匹配电路20′的输入端21通过由输入耦合阻抗31和可调阻抗26构成的串联电路与匹配电路20′的输出端28连接。基准电路60′具有输入端61，该输入端通过输入耦合阻抗71和基准阻抗66以及终端阻抗75与基准电位端子8连接。匹配电路的输入端21与基准电路的输入端61连接。输入耦合阻抗31与可调阻抗26之间匹配电路20′上的分接点27与匹配电路20′的输出端29连接。相应地处于输入耦合阻抗71与基准阻抗66之间的基准电路60′上的分接点67与基准电路60′的输出端69连接。比较器1在第一输入端2上与匹配电路20′的输出端29并在第二输入端3上与基准电路60′的输出端69连接。比较器1在输出端4上与匹配电路20′的输入端30连接。匹配电路20′的输入端30与可调阻抗26的控制端子连接。
发射信号SP既被输入到匹配电路20′的输入端21也被输入到基准电路60′的输入端61。在基准电路60′分接点57上可分接的额定信号RS和在匹配电路20′分接点27上可分接的实际信号IS被输入到比较器1。比较器1从中形成控制信号ST，利用其控制可调阻抗26。在匹配电路20′的输出端28上可量取被传送到天线5的发射信号SE。匹配电路20′的输入耦合阻抗31和基准电路60′的输入耦合阻抗71用于将两个电路20′、60′彼此退耦。
具有优点的是，借助于比较器1这样调节可调阻抗26，使得避免发射装置与天线5失配。
图1B示出依据图1A电路装置的示范性的改进方案。取代图1A匹配电路20′上的输入耦合阻抗31，匹配电路20包括连接在匹配电路20的输入端21与可调阻抗26之间的晶体管22。晶体管22在控制端子23上与输入端21连接。晶体管22在第一端子24上通过第一端子阻抗32与用于输送供电电压VC的供电电压端子9连接。晶体管22的第一端子24通过可调阻抗26与电路装置20的输出端28连接。晶体管22的第二端子与基准电位端子8连接。处于晶体管22第一端子24上的是与匹配电路20的输出端29连接的分接点27。
取代图1A基准电路60′上的输入耦合阻抗71，基准电路60包括基准晶体管62。基准晶体管62连接在输入端61与基准阻抗66之间。基准晶体管62在控制接线端63上与输入端61连接。基准晶体管62在第一端子上通过第一端子阻抗72与用于输送供电电压VC的供电电压端子9相连接，并通过由基准阻抗66和终端阻抗75构成的串联电路与基准电位端子8连接。处于基准晶体管62的第一端子64上的是与基准电路60的输出端69连接的分接点67。基准晶体管62在第二端子65上与基准电位接线点8连接。
匹配电路20和基准电路60现在有利地包括晶体管22和基准晶体管62，它们的作用是可以将天线5失配通过匹配电路20或基准电路60输入端21和61的连接对基准电路60的反作用保持在很低程度上。具有优点的是，基准电路60因此可以输出不取决于天线5特性时间上变化并用于确定控制信号ST的额定信号RS。具有优点的是，借助于匹配电路20可以将发射信号SE与天线5相匹配。
图1C示出依据所提出原理的图1B的电路装置的一种改进方案。
匹配电路20″包括晶体管22以及第一、第二和第三并联晶体管40、41、42。四个晶体管22、40、41、42分别在控制端子上相互连接并与匹配电路20″的输入端21连接。四个晶体管22、40、41、42同样在第一端子上相互连接并通过第一端子阻抗32′与用于输送供电电压VC的供电电压端子9连接。四个晶体管22、40、41、42在第二端子上相互连接并与基准电位接线端8连接。四个晶体管22、40、41、42在第一端子上分别与匹配电路的分接点27连接。分接点27通过可调阻抗26与匹配电路20″的输出端28连接。匹配电路20″的分接点27与可调阻抗26的输入端48连接，可调阻抗26的输出端49与匹配电路20″的输出端28连接。可调阻抗26包括第一和第二电感90、91以及第一和第二电容95、96。可调阻抗26的输入端48通过包括第一电感90和第二电感91的串联电路与可调阻抗26的输出端49连接。第一电感90与第二电感91之间的分接点通过第一电容95与基准电位端子8连接。可调阻抗26的输出端49通过第二电容96与基准电位端子8连接。
基准电路60″包括基准晶体管62，其在控制端子63上与基准电路60″的输入端61并在第二端子65上与基准电位端子8连接。在第一端子64上，基准晶体管62通过第一端子阻抗72′与供电电压端子9连接。基准晶体管62的第一端子64构成基准电路60″的分接点67。基准电路60″的分接点67通过包括基准阻抗66和终端阻抗75的串联电路与基准电位端子8连接。基准阻抗66包括第一和第二基准电感93、94和第一和第二基准电容器97、98。分接点67通过包括第一和第二基准电感93、94的串联电路与基准阻抗66的输出端连接。第一基准电感93与第二基准电感94之间的节点通过第一基准电容器97与基准电位端子8连接。基准阻抗66的输出端通过第二基准电容器98与基准电位端子8连接。
比较器1在第一输入端2上通过第一幅度探测装置13和耦合电容器15与匹配电路20″的输出端29连接。比较器1在第二端子3上通过第二幅度探测装置12并通过另一耦合电容器16与基准电路60″的输出端69连接。比较器1在输出端4上通过放大器17与匹配电路20″的输入端30连接。匹配电路20″的输入端30与第一电容95的控制输入端并与第二电容96的控制输入端连接。用于确定幅度的装置11、12分别包括二极管13。
四个晶体管22、40、41、42和基准晶体管62被实施为npn双极性晶体管。
发射信号SP既包括直流电压部分也包括交流电压部分。发射信号SP被输送到晶体管22和第一、第二、第三并联晶体管40、41、42以及基准晶体管62。基准晶体管62在与基准阻抗66和终端阻抗75的组合下产生在基准电路60″的输出端69上可分接的额定信号RS。晶体管22和第一、第二、第三并联晶体管40、41、42同样在与可调阻抗26和天线5的组合下产生实际信号IS，该信号可在匹配电路20″的分接点27上被分接并通过匹配电路的输出端29被转送到比较器1。实际信号IS和额定信号RS通过耦合电容器15、16分别输送到第一和第二幅度探测器11、12。幅度在第一和第二输入端2、3上被输送到比较器1。比较器1输出端4上的信号由放大器17放大并作为控制信号ST通过匹配电路20″的输入端30被输送到第一电容和第二电容95、96的控制输入端。
因此具有优点的是，可以避免发射装置与天线的失配。具有优点的是，基准电路60″上相较于匹配电路20″的功率消耗仅需要很小的电功率。因为此外可调阻抗26和基准阻抗66具有相同的电路结构，所以发射路径通过基准路径来模拟。由此具有优点的是，非常精确地确定控制信号ST。具有优点的是，因此可调阻抗26与天线5精确匹配。
图2A、2C、2E示出可以在依据图1A-1C的匹配电路20、20′、20″、20上使用的可调阻抗26的示范性的不同实施方式。图2B、2D和2F示出可以在依据图1A-1C的基准电路60、60′、60″、60上使用的基准阻抗66的不同实施方式。
图2A示出具有第一电感90和第一电容95的可调阻抗。第一电感90连接在可调阻抗的输入端48与输出端49之间。第一电容95连接在输出端49与基准电位端子8之间。
第一电容95被实施为可调节的并具有控制端子。可调阻抗因此表现出一种低通特性，其极限值可通过改变第一电容95的电容调节。
图2B示出对应于可调阻抗所构成的基准阻抗。基准阻抗具有第一基准电感93和第一基准电容器97。第一基准电感93连接在基准阻抗的输入端78与输出端79之间。第一基准电容器97将基准阻抗的输出端79与基准电位端子8连接。
基准阻抗因此不具有可调数值。它具有与图2A的可调阻抗相同的结构。
图2C示出图2A可调阻抗的一种改进方案。与图2A可调阻抗26的区别在于，在图2C的可调阻抗26中可控制第一电感90并具有控制端子。
图2D示出与图2B相同的基准阻抗并作为图2C可调阻抗的基准阻抗。
图2E示出图2A可调阻抗的一种改进方案。图2E的可调阻抗包括第一和第二电感90、91以及第一和第二电容95、96。包括第一和第二电感90、91的串联电路连接可调阻抗的输入端48和输出端49。第一电感90与第二电感91之间的节点通过第一电容95与基准电位端子8连接，并且可调阻抗的输出端49通过第二电容96与基准电位端子8连接。
第一和第二电容95、96被设计成可调节的并被施加控制信号。
因此具有优点的是，图2E的可调阻抗可以借助于两种调节可能性进行改变。
图2F示出以与图2E的可调阻抗相应方式所构成的基准阻抗。基准阻抗66包括第一和第二基准电感93、94以及第一和第二基准电容器97、98。输入端78通过包括第一和第二基准电感93、94的串联电路与基准阻抗66的输出端79连接。第一和第二基准电感93、94之间的节点通过第一基准电容器97与基准电位端子8连接。基准阻抗66的输出端79以相应的方式通过第二基准电容器98与基准电位端子8连接。
具有优点的是，图2F的基准阻抗具有与图2E的可调阻抗相应的结构。
图3示出可调电容的示范性的实施方式，它可以作为第一电容95或者作为第二电容96在图2A-2E的可调阻抗26上或者在其他实施方式的可调阻抗上使用。
图3A的可调电容具有电容器100、101、102和开关120。包括电容100和第一电容102的串联电路将图3A可调电容的端子与图3A可调电容的另一端子相连接。与第一电容器102并联一个串联电路，其中，该串联电路包括第二电容器101和开关120。开关120被实施为N沟道金属氧化物半导体的场效应晶体管。
向开关120输送控制信号STC。如果开关120处于断开的工作状态，那么可调电容的电容值近似依据下列公式根据电容器100的电容值和第一电容器102的电容值来计算CE=C100·C102C100+C102,]]>其中，CE为可调电容的电容值，C100为电容器100的电容值和C102为第一电容器102的电容值。如果开关120处于接通的工作状态，那么第二电容器101有效接通，并且可调电容的电容值近似地依据下列公式计算CE=C100·(C101+C102)C100+C101+C102,]]>其中，C101为第二电容101的电容值。
因此具有优点的是可借助于开关120和控制信号STC增加和减少电容值。
图3B示出包括五个分单元的可调电容。分单元分别并联在可调电容的第一端子与第二端子之间。第一分单元包括第三电容器103、第四电容器104和开关121。包括第三电容器103和第四电容器104的串联电路连接在可调电容的第一端子与可调电容的第二端子之间。开关121连接在第三电容器103和第四电容器104间的节点与可调电容的第二端子之间。第二分单元相应包括相应布线的另一个第三电容器105、另一个第四电容器106和开关122。相应地第三和第五分单元利用各两个电容器107、108；109、110；111、112和各一个开关123、124、125来构造。
如果开关121处于接通工作状态，那么第三电容器103的电容值为可调电容的总电容值。如果开关121处于断开工作状态，那么包括第三电容器103和第四电容器104的串联电路增加可调电容的电容值。类似地，这适用于第二至第五分单元。开关121、122、123、124、125可各自单独借助于控制信号STC控制，该信号包括用于分开地控制五个开关121-125的多个分量。
具有优点的是通过有针对性调节开关121-125可以达到可调电容的不同电容值。
图3C示出可在图2A、2C和2E上使用的可调电容。图3C的可调电容包括第一和第二端子以及控制端子。图3C的可调电容具有电容器113和电容器114以及电阻180-186、变容二极管150-161和电容器115。
图3C的可调电容包括具有电容器113、变容二极管150、152、154、156、158、160和电容器115的串联电路。变容二极管150并联变容二极管151。变容二极管153、155、157、159、161同样并联变容二极管152、154、156、158、160。电容器113与变容二极管150之间的节点通过电阻180与可调电容的控制端子连接。变容二极管152与154之间的节点同样通过电阻182与控制端子连接。此外，变容二极管156与158之间的节点通过电阻184与控制端子连接。变容二极管160与电容器115之间的节点通过电阻186与控制端子连接。变容二极管150与变容二极管152之间的节点通过电阻181与可调电容的第二端子连接。变容二极管154与变容二极管156之间的节点以及变容二极管158与变容二极管160之间的节点同样通过电阻185与可调电容的第二端子连接。可调电容的第一端子通过电容器114与可调电容的第二端子连接。变容二极管150-161这样连接，使得阳极分别与电阻181、183、185相连接而且使得阴极分别与电阻180、182、186相连接。
通过电阻180、182、184和186传输到变容二极管150-161的控制信号STV可以调节变容二极管的电容值，从而可以调节图3C的可调电容的总电容值。
图4示出运行依据所提出原理的发射装置的示范性的时间流程。在此，在时间t上示出进行发射的时隙(英语slots)。此外，在时间t上示出第一电容95的电容值C1和第二电容96的电容值C2。
在时隙1-5期间，所要发射的信号SE处于天线5上。在时隙1-5期间，由比较器1将实际信号IS与额定信号RS进行比较并形成控制信号ST。依据图4在时间点t1、t3、t5、t7和t9上进行比较。
该方法规定将匹配电路26在发射运行开始时调节到起动状态。在图4所示该方法的实施例中，可调阻抗首先大致调节并在其他步骤中越来越精确地调节。
开始时，也就是在时隙S1期间，第一电容95和第二电容96分别具有起动电容值C1S或C2S。时隙2开始时调节第一电容95。时间点t2上便是这种情况。在时间点t4上时隙3开始时、在时间点t6上时隙4开始时、并在时间点t8上时隙5开始时，调节第二电容96的电容值C2。
在具有两个电容值的第一电容95中，一个时隙足够用于调节第一电容95。在包括五个比特调节可能性的第二电容96中，需要高达25个时隙、也就是32个时隙用于调节。
如果匹配电路的晶体管22从一个功率级连接到另一个功率级上，那么具有优点的是可调电容95、96并由此可调阻抗26被调节到起动值上。随后开始图4中所示的调节过程。
图5A-5D示出利用依据本发明原理的发射装置进行模拟的结果。在此，模拟的结果为采用P1-P8标注的不同失配和50Ohm的匹配。为模拟失配在匹配电路20与作为50Ohm特性阻抗考虑的天线5之间连接由两个电感和两个电容器组成的网络。
图5A示出匹配电路晶体管22的输出功率Pout，在50Ohm下的匹配运行状态和失配的八个点P1-P8上示出。图5A中的不同曲线示出匹配电路的不同调节或者实施方式，如通过非常精确调节电容值C1、C2达到的额定值E1和最佳值E2。数值E 3在仅可调到两个电容值C1上的第一电容95和可精确调节的第二电容96的情况下产生。数值E4利用可借助于开关调节的第一电容95和第二电容96的两个电容值C1采用三个电容器和一个CMOS技术的开关达到。数值E5利用可借助于开关调节的第一和第二电容95、96的电容值C1、C2产生，其中，第一电容95具有5比特的调节可能性。数值E6可以利用可借助于开关调节的第一电容95和可借助于变容二极管调节的第二电容96的电容值C1、C2达到。
额定值E1与最佳值E2不同并明显更低。
图5B针对匹配电路的不同调节或者实施方式示出晶体管输出功率的改善，其形成数值B、C、D、E、F。
图5C针对不同适配方法示出晶体管效率PAE。
图5D示出优化前后的电压驻波比。在此，示出额定值E1、优化值E2和利用借助于开关可调节的第一电容96可达到的数值E4。从图5D可以看出，优化值E2和利用第一电容95可达到的数值E4明显好于额定值E1。数值E4处于与优化值E2相同的数量级上。
图6A示出不匹配发射装置的Smith曲线图。实际天线5与前置晶体管相比具有复数阻抗，所述复数阻抗可以被考虑为具有几个寄生分量的50Ohm电阻。
在图6A中可以看到晶体管和匹配电路以及不匹配天线的Smith曲线图。在此，晶体管输出端上出现3∶1的电压驻波比。额定的晶体管负荷元件使在晶体管集电极上出现的Smith曲线图中点1上的低阻抗与50Ohm、Smith曲线图中的点5相匹配。由于天线电路中的寄生分量，点5转移到电压驻波比为3∶1的点7上。
图6B示出匹配发射装置的Smith曲线图。匹配电路上两个电容的调节使图6B中的点7比在图6A的Smith曲线图中更靠近Smith曲线图中心上的50Ohm点。
附图标记列表1 比较器2 第一输入端3 第二输入端4 输出端5 天线8 基准电位端子9 供电电压端子10 差动放大器11 第一幅度探测器12 第二幅度探测器13、14 二极管15、16 耦合电容器17 放大器18 比较电路20、20′、20″ 匹配电路21 输入端22 晶体管23 控制输入端24 第一端子25 第二端子26 可调阻抗27 分接点28 输出端29 输出端30 控制输入端31 输入耦合阻抗32 第一端子阻抗33 第二端子阻抗34 输出耦合阻抗40 第一并联晶体管
41 第二并联晶体管42 第三并联晶体管46 放大器47 反馈电阻48 输入端49 输出端60、60′、60″ 基准电路61 输入端62 基准晶体管63 控制输入端64 第一端子65 第二端子66 基准阻抗67 分接点69 输出端71 输入耦合阻抗72 第一端子阻抗73 第二端子阻抗74 输出耦合阻抗75 终端阻抗76 基准放大器77 反馈电阻78 输入端79 输出端90 第一电感91 第二电感93 第一基准电感94 第二基准电感95 第一电容96 第二电容97 第一基准电容器98 第二基准电容器
100电容器101第二电容器102第一电容器103、105、107、109、111第三电容器104、106、108、110、112第四电容器113、114、115 电容器120-125开关150-161变容二极管180-186电阻200用于调节发射信号的装置201基准装置202用于比较的装置203发射路径204基准路径C1、C2、C100、C101、C102 电容值C1S、C2S 起动电容值Delta Pout 输出功率的差值E1、E2、E3、E4、E5、E6 匹配电路的调节IS、IS′ 实际信号PAE效率Pout 输出功率SE、SE′、SP 发射信号ST、ST′、STC、STV 控制信号RS、RS′ 额定信号t 时间t1-t8 时间点VC 供电电压
权利要求
1.发射装置，包括-在输出侧可与天线(5)连接、具有可调阻抗(26)的匹配电路(20)，-在输入端(61)上与匹配电路(20)的输入端(21)连接、具有基准阻抗(66)的基准电路(60)，以及-比较器(1)，所述比较器(1)在第一输入端(2)上与匹配电路(20)相连接、在第二输入端(3)上与基准电路(60)相连接、并且在输出端(4)上通过匹配电路(20)的控制输入端(30)与可调阻抗(26)相连接。
2.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，所述比较器(1)包括差动放大器(10)，所述差动放大器(10)在输入侧与比较器(1)的第一输入端(2)并与比较器(1)的第二输入端(3)相连接以及在输出侧与比较器(1)的输出端(4)相连接。
3.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，所述发射装置包括前置于比较器(1)第一输入端(2)的第一幅度探测器(11)和前置于比较器(1)第二输入端(3)的第二幅度探测器(12)。
4.按权利要求3所述的发射装置，其特征在于，第一幅度探测器(11)包括第一二极管(13)，并且第二幅度探测器(12)包括第二二极管(14)。
5.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，所述发射装置包括放大器(17)，所述放大器(17)连接在比较器(1)的输出端(4)与匹配电路(20″)的控制输入端(30)之间。
6.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，可调阻抗(26)可以被调节，以便将发射装置匹配于可连接在发射装置上的天线(5)的阻抗值。
7.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，对处于可预先规定频率范围内的所有频率来说，基准阻抗(66)的量与可调阻抗(26)的量之比近似恒定。
8.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，所述可调阻抗(26)包括至少一个可调电容(95、96)。
9.按权利要求8所述的发射装置，其特征在于，所述可调电容(95、96)包括-至少一个第一电容器(102)和-至少一个由第二电容器(101)和开关(120)组成的串联电路的并联电路。
10.按权利要求8所述的发射装置，其特征在于，所述可调电容(95、96)包括-至少一个第三电容器(103、105、107、109、111)和-至少一个由第四电容器(104、106、108、110、112)和开关(121、122、123、124、125)组成的并联电路的串联电路。
11.按权利要求8所述的发射装置，其特征在于，所述可调电容(95、96)包括至少一个变容二极管(150-161)。
12.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，所述可调阻抗(26)包括至少一个电感(90、91)。
13.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，所述基准阻抗(66)包括至少一个基准电容器(97、98)。
14.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，所述基准阻抗(66)包括至少一个电感(93、94)。
15.按权利要求8所述的发射装置，其特征在于，-所述可调阻抗(26)包括连接在第一阻抗(26)的输入端(48)与输出端(49)之间的电感(90、91)和连接在第一阻抗(26)的输出端(49)与基准电位端子(8)之间的可调电容(96)，以及-所述基准阻抗(66)包括连接在基准阻抗(66)的输入端(78)与输出端(79)之间的电感(93、94)和连接在基准阻抗(26)的输出端(79)与基准电位端子(8)之间的电容器(98)。
16.按权利要求12或15所述的发射装置，其特征在于，可调阻抗(26)的至少一个电感(90、91)被构造为可调的。
17.按权利要求1所述的发射装置，其特征在于，-所述匹配电路(20)包括至少一个晶体管(22)，其在控制输入端(23)上与匹配电路(20)的输入端(21)相连接、在第一端子(24)上与供电电压端子(9)并通过可调阻抗(26)与匹配电路(20)的输出端(28)相连接、以及在第二端子(25)上与基准电位端子(8)相连接，并且-所述基准电路(60)包括基准晶体管(62)，其在控制输入端(63)上与基准电路(60)的输入端(61)相连接、在第一端子(64)上与供电电压端子(9)并通过基准阻抗(66)与终端阻抗(75)相连接、以及在第二端子(65)上与基准电位端子(8)连接。
18.按权利要求17所述的发射装置，其特征在于，所述终端阻抗(75)在一个端子上与基准电位端子(8)相连接。
19.按权利要求17所述的发射装置，其特征在于，所述终端阻抗(75)被构造为实数特性阻抗。
20.按权利要求17所述的发射装置，其特征在于，所述匹配电路(20″)包括与所述晶体管(22)并联的至少一个其他晶体管(40、41、42)，其中，所述晶体管(22)和至少一个其他晶体管(40、41、42)分别具有与基准晶体管(62)近似相同的输入和输出特性，以及所述基准阻抗(66)具有近似N倍的可调阻抗(26)的阻抗值并且所述终端阻抗(5)具有近似N倍的天线(5)的阻抗值，其中，N为并联晶体管(22、40、41、42)的第一数量。
21.按权利要求20所述的发射装置，其特征在于，所述可调阻抗(26)近似与50Ohm电阻相匹配，所述基准阻抗(66)近似与50Ohm电阻的N倍相匹配，并且所述终端阻抗(5)近似与50Ohm电阻的N倍相匹配。
22.发射装置，包括-匹配电路(20)，具有-输入端(21)，-在控制输入端(23)上与匹配电路(20)的输入端(21)连接的晶体管(22)，-与晶体管(22)连接的可调阻抗(26)，以及-通过可调阻抗(26)与晶体管(22)的第一端子(24)连接并可与天线(5)连接的输出端(28)，-基准电路(60)，具有-与匹配电路(20)的输入端(21)连接的输入端(61)，-在控制输入端(63)上与基准电路(60)的输入端(61)连接的基准晶体管(62、62′)，以及-与基准晶体管(62)连接的基准阻抗(66)，和-比较器(1)，具有-与匹配电路(20)的分接点(27)连接的第一输入端(2)，-与基准电路(60)的分接点(67)连接的第二输入端(3)，以及-通过匹配电路(20)的控制输入端(30)与可调阻抗(26)的控制输入端连接的输出端(4)。
23.按权利要求1至22之一所述的发射装置在固定发射装置上或者在移动无线电通信的设备上用于信号处理的使用。
24.用于阻抗匹配的方法，包括以下步骤-将发射信号(SP)输送到基准电路(60)和匹配电路(20)，-分接基准电路(60)中的额定信号(RS)，-分接匹配电路(20)中的实际信号(IS)，-比较所述额定信号(RS)和所述实际信号(IS)，以及-取决于比较结果，对匹配电路(20)上的可调阻抗(26)进行调节，在取决于所述调节的情况下在输出侧输出阻抗匹配的发射信号(SE)。
25.按权利要求24的方法，其特征在于，将实际信号(IS)的幅度与额定信号(RS)的幅度进行比较并取决于比较结果对可调阻抗(26)进行调节。
全文摘要
本发明涉及一种发射装置，包括匹配电路(20)、基准电路(60)和比较器(1)。匹配电路(20)在输出侧可与天线(5)连接并包括可调阻抗(26)。基准电路(60)在输入端(61)上与匹配电路(20)的输入端(21)连接并包括基准阻抗(66)。比较器(1)在输入侧与匹配电路(20)和基准电路(60)以及在输出侧通过匹配电路(20)的控制输入端(30)与可调阻抗(26)连接。
文档编号H03H11/02GK1941639SQ20061014950
公开日2007年4月4日 申请日期2006年9月29日 优先权日2005年9月30日
发明者G·伊特金, B·阿德勒 申请人:英飞凌科技股份公司