压电滤波器以及使用该压电滤波器的双工器和通信装置的制作方法

专利名称：压电滤波器以及使用该压电滤波器的双工器和通信装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及在诸如移动电话、无线LAN等的移动通信终端的无 线电路中使用的一种滤波器。更具体地，本发明涉及由压电材料组成 的压电滤波器。技术背景对于诸如移动电话和诸如此类的电子装置中集成的部件，要求有 小尺寸、轻质量和高性能。满足这些要求的滤波器例子是由压电材料 组成的压电滤波器。此处，将参考所附各图说明压电滤波器的常规射频电路以及外围 电路。图28是说明了包括压电滤波器的常规外围电路的框图。在图28 中，该常规外围电路包括放大器2801、匹配电路2802以及压电滤波 器2803。通常，在使用高频信号的无线通信电路中，特征阻抗为50 欧姆。因此，将压电滤波器2803设计为在其输入侧和输出侧具有50 欧姆。然而，在放大器2801中，通常其输出侧具有不同于50欧姆的 阻抗。因此，为了减少因不匹配引起的损耗，在放大器2801输出侧 和压电滤波器2803输入侧之间提供有匹配电路2802。按照惯例，为了防止输入和输出之间的不匹配， 一种已公开的滤 波器中输入侧阻抗也不同于输出侧阻抗(例如，见专利文献l)。图29 是说明输入侧阻抗不同于输出侧阻抗的常规滤波器的图。在图29的 常规滤波器中，输入阻抗和输出阻抗彼此不同，这样在放大器和压电 滤波器之间可以省略匹配电路。图29的滤波器包括了输入端子2901、 输出端子2902、输入电容2903、输出电容2904、级间电容2905以 及介质谐振器2906和2907。为使输入阻抗大于输出阻抗，输入电容2903大于输出阻抗2904。将介质谐振器2906设计为具有高于介质谐 振器2907的谐振频率。专利文献l:日本专利公开发布第11-88011号然而，由于匹配电路的原因，图28的常规外围电路结构具有较 大的电路规模，因此不利于装置的小型化和减少损耗。另外，在图29的常规滤波器结构中，基于滤波器的带宽来确定 级间电容。因此，在级间电容和输入电容之间的不匹配或者是级间电 容和输出电容之间的不匹配很不利地增加了损耗。因此，本发明的目的是提供能够减小电路规模、装置尺寸并且减 少损耗的压电滤波器。发明内容为达到以上目的，本发明具有如下方面。本发明提供了包括输入 端子、输出端子、在输入端子和输出端子之间串联连接的一个或多个 串联压电谐振器，以及并联连接在输入端子和输出端子之间的两个或 多个并联压电谐振器。在两个或多个并联压电谐振器中，在等效电路 上，最靠近输入端子侧的第一并联压电谐振器的电容大于最靠近输出 端子侧的第二并联压电谐振器的电容。优选地，在等效电路上，该两个或多个并联压电谐振器可以具有 按照距输入端子侧的距离从小到大的顺序、向着输出端子侧依次减小 的电容。优选地，串联压电谐振器的数目可以是两个或多个，并且在两个 或多个串联压电谐振器中，在等效电路上，最靠近输入端子侧的第一 串联压电谐振器的电容可以大于最靠近输出端子侧的第二串联压电 谐振器的电容。本发明还提供了一种双工器，其包括天线端子、发送侧端子、接收侧端子、连接在天线端子和发送侧端子之间的发送滤波器，以及 连接在天线端子和接收侧端子之间的接收滤波器。发送滤波器和接收 滤波器中至少一个是输入阻抗小于输出阻抗的压电滤波器。压电滤波 器包括输入端子、输出端子、串联连接到输入端子与输出端子之间的
一个或多个串联压电谐振器、以及并联在输入端子与输出端子之间的 两个或多个并联压电谐振器。在这两个或多个并联压电谐振器中，在 等效电路上，最靠近输入端子侧的第一并联压电谐振器的电容大于最 靠近输出端子侧的第二并联压电谐振器的电容。本发明还提供了一种通信装置，其包括发送侧功率放大器、天 线、以及天线与功率放大器之间的发送滤波器。该发送滤波器是其输 入阻抗与功率放大器的输出阻抗共轭，并且其输出阻抗与天线侧的阻 抗共轭的压电滤波器。该压电滤波器包括一个或多个串联连接在功率 放大器输出侧与天线之间的串联压电谐振器，并且包括两个或多个并 联连接在功率放大器输出侧与天线之间的并联压电谐振器。在两个或 多个并联压电谐振器中，在等效电路上，最靠近功率放大器侧的第一 并联压电谐振器的电容大于最靠近天线侧的第二并联压电谐振器的本发明还提供了一种通信装置，其包括接收侧低噪声放大器、 天线、以及在天线和低噪声放大器之间连接的接收滤波器。该接收滤 波器是其输入阻抗与天线侧阻抗共轭、并且其输出阻抗与低噪声放大 器的输入阻抗共轭的压电滤波器。该压电滤波器包括一个或多个串联 连接在天线和低噪声放大器的输入侧之间的串联压电谐振器，以及两 个或多个并联连接在天线和低噪声放大器输入侧之间的并联压电谐 振器。在两个或多个并联压电谐振器中，在等效电路上，最靠近天线 侧的第一并联压电谐振器的电容大于最靠近低噪声放大器侧的第二 并联压电谐振器的电容。根据本发明的压电滤波器，因为会引起输入阻抗与输出阻抗的彼 此不同，所以可以在放大器和滤波器之间省略匹配电路。结果，可以 将需要压电滤波器的电路和设备小型化。另外，根据本发明，无论通带和阻带取何值，如果确定了输入阻 抗和输出阻抗，就可以设计出具有适合的通带和阻带特征的压电滤波 器。因此，有可能在所希望的带宽内提供具有低损耗的压电滤波器。通过结合附图对本发明进行详细描述，本发明的这些以及其它目 的、特征、方面、优点将会变得更加清楚。


图1是根据本发明第一实施例的压电滤波器1的等效电路图；图2是图1的单个压电谐振器的示例性结构的截面图；图3A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子101a具有IO欧姆的特征阻抗；图3B是表示反射特征的Sm池图，其中输入端子101a具有10 欧姆的特征阻抗(用IO欧姆标准化)；图4A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子 101b具有50欧姆的特征阻抗。图4B是表示反射特征的Sm池图，其中输出端子101b具有50 欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图5是表示压电滤波器的通带特征的图。图6A是表示反射特征(幅度变化对比频率)，其中输入端子101a 具有IO欧姆的特征阻抗。图6B是表示反射特征的Smith图，其中输入端子101a具有10 欧姆的特征阻抗(用IO欧姆标准化)。图7A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子 101b具有50欧姆的特征阻抗。图7B是表示反射特征的Smith图，其中输出端子101b具有50 欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图8是表示压电滤波器1的通带特征的图。图9A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 101a具有5欧姆的特征阻抗。图9B是表示反射特征的Smith图，其中输入端子101a具有5欧 姆的特征阻抗(用5欧姆标准化)。图IOA是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子 101b具有50欧姆的特征阻抗。图10B是表示反射特征的Smith图，其中输出端子101b具有50 欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。 通带特征的图。图12是根据本发明的第四个实施例的压电滤波器4的等效电路图。图13A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 201a具有IO欧姆的特征阻抗。图13B是表示反射特征的Smith图，其中输入端子1201a具有 IO欧姆的特征阻抗(用IO欧姆标准化)。图14A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子 1201b具有50欧姆的特征阻抗。图14B是表示反射特征的Smith图，其中输出端子1201b具有 50欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图15是表示压电滤波器4的通带特征的图。图16是根据本发明第五实施例的压电滤波器5的等效电路图。图17A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 1601a具有10欧姆的特征阻抗。图17B是表示反射特征的Smith图，其中输入端子1601a具有 10欧姆的特征阻抗(用10欧姆标准化)。图18A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子 1601b具有50欧姆的特征阻抗。图18B是表示反射特征的Smith图，其中输出端子1601b具有 50欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图19是表示压电滤波器5的通带特征的图。图20是根据本发明第六实施例的压电滤波器6的等效电路图。图21A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 2001a具有50欧姆的特征阻抗。图21B是表示反射特征的Smith图，其中输入端子2001a具有 50欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图22A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子 2001b具有150欧姆的阻抗。图22B是表示反射特征的Smith图，其中输出端子2001b具有
150欧姆的特征阻抗(用150欧姆标准化)。图23是表示压电滤波器6的通带特征的图。图24A是说明使用表面声波谐振器并具有图20等效电路的压电滤波器的结构的图。图24B是说明表面声波谐振器的结构的图。图25A是说明根据第八实施例的双工器2500的方框图。图25B是说明根据第八实施例的双工器2500b的方框图。图26是说明根据第九实施例的通信装置2600的结构的方框图。图27是说明根据第十实施例的通信装置2700的结构的方框图。图28是说明包括压电滤波器的常规外围电路的方框图。图29是说明其中输入侧阻抗不同于输出侧阻抗的常规滤波器的图。参考字符说明1，4，5,6压电滤波器101a输入端子101b输出端子102a第一串联压电谐振器102b第二串联压电谐振器102c第三串联压电谐振器103a第一并联压电谐振器103b第二并联压电谐振器103c第三并联压电谐振器104a第一电感104b第二电感104c第三电感201衬底202空腔203绝缘层204低电极205 压电材料层206 高电极207 振动部分 208支撑部分209薄膜腔声波谐振器301 在Smith图上1850 MHz处的标记302 在Smith图上1910 MHz处的标记303 在Smith图上1880 MHz处的标记401 在Smith图上1850 MHz处的标记402 在Smith图上1910 MHz处的标记403 在Smith图上1880 MHz处的标记601 在Smith图上1850 MHz处的标记602 在Smith图上1910 MHz处的标记603 在Smith图上1880 MHz处的标记701 在Smith图上1850 MHz处的标记702 在Smith图上1910 MHz处的标记703 在Smith图上1880 MHz处的标记901 在Smith图上1850 MHz处的标记902 在Smith图上1910 MHz处的标记903 在Smith图上1880 MHz处的标记 1001在Smith图上1850 MHz处的标记 1002在Smith图上1910 MHz处的标记 1003在Smith图上1880 MHz处的标记 1201a输入端子1201b输出端子1202串联压电谐振器1203a第一并联压电谐振器1203b第二并联压电谐振器1204a第一电感1204b第二电感1301在Smith图上1850 MHz处的标记 1302在Smith图上1910 MHz处的标记 1303在Smith图上1880 MHz处的标记 1401在Smith图上1850 MHz处的标记 1402在Smith图上1910 MHz处的标记 1403在Smith图上1880 MHz处的标记 1601a输入端子 1601b输出端子 1602a第一串联压电谐振器 1602b第二串联压电谐振器 1603并联压电谐振器 1604电感1701在Smith图上1850 MHz处的标记1702在Smith图上1910 MHz处的标记1703在Sm他图上1880 MHz处的标记1801在Smith图上1850 MHz处的标记1802在Smith图上1910 MHz处的标记1803在Smith图上1880 MHz处的标记2001a输入端子2001b输出端子2002a第一 串联压电谐振器2002b第二串联压电谐振器2002c第三串联压电谐振器2003a第一并联压电谐振器2003b第二并联压电谐振器2004a第一电感2004b第二电感2005旁路压电谐振器2101在Smkh图上2110 MHz处的标记2102在Smith图上2170 MHz处的标记2103在Smith图上2140 MHz处的标记2201在Smith图上2110MHz处的标记2202在Sm池图上2170 MHz处的标记2203在Smith图上2140 MHz处的标记2411压电衬底2412 IDT电极2413， 2414反射器电极2500， 2500b双工器2501发送端子2502接收端子2503天线端子2504发送滤波器2505相移电路2506接收滤波器2600通{言装置2601发送端子2602基带部分2603功率放大器2604发送滤波器2605天线2606接收滤波器2607 LNA2608接收端子2700通信装置2701， 2702射频块2703天线2704开关2705， 2715发送端子2706基带部分2707， 2716功率放大器(PA)
2708双工器2709， 2717发送滤波器2710 UMTS发送/接收端子2711天线端子2712， 2720接收滤波器2713， 2721 LNA2714， 2722接收端子2718 GSM发送端子2719 GSM接收端子具体实施方式
在下文中，将参考所附各图说明本发明的各实施例。 (第一实施例)图1是如本发明第一实施例所述的压电滤波器1的等效电路图。 在图1中，该压电滤波器1包括输入端子101a、输出端子101b、第 一串联压电谐振器102a、第二串联压电谐振器102b、第三串联压电 谐振器102c、第一并联压电谐振器103a、第二并联压电谐振器103b、 第三并联压电谐振器103c、第一电感104a、第二电感104b以及第三 电感104c。将第一串联压电谐振器102a、第二串联压电谐振器102b以及第 三串联压电谐振器102c串联连接到输入端子101a和输出端子101b 之间。在第一串联压电谐振器102a与第二串联压电谐振器102b之间 提供第一并联压电谐振器103a的一端。在第二串联压电谐振器102b 与第三串联压电谐振器102c之间提供了第二并联压电谐振器103b的 一端。在第三串联压电谐振器102c与输出端子之间提供了第三并联 压电谐振器103c的一端。在第一并联压电谐振器103a的不与第一串联压电谐振器102a相 连的一侧和地之间提供了第一电感104a。在第二并联压电谐振器 103b的不与第二串联压电谐振器102b相连的一侧和地之间提供了第 二电感104b。在第三并联压电谐振器103c的不与第三串联压电谐振
器102c相连的一侧和地之间提供了第三电感104c。第一串联压电谐振器102a具有电容Csl和谐振频率fsl。第二串 联压电谐振器102b具有电容Cs2和谐振频率fs2。第三串联压电谐振 器102c具有电容Cs3和谐振频率fs3。第一并联压电谐振器103a具 有电容Cpl和谐振频率fpl。第二并联压电谐振器103b具有电容Cp2 和谐振频率*2。第三并联压电谐振器103c具有电容Cp3和谐振频 率&3。第一电感104a具有电感值Ll。第二电感104b具有电感值 L2。第三电感104c具有电感值L3。图2是图1的单个压电谐振器的示例性结构截面图。在图2中， 作为压电谐振器的示例，示出了一种薄膜腔声波谐振器(Film Bulk Acoustic Resonator) 209。该薄膜腔声波谐振器209包括衬底201 、空 腔202、绝缘层203、低电极204、压电材料层205以及高电极206。空腔202是由硅或玻璃衬底等形成的、在衬底201上提供的通孔 或非通孔。绝缘层203是由二氧化硅(SiO2)、氮化硅(Si3H0等形成的， 形成该层用于覆盖空腔202。低电极204是由钼(Mo)、铝(A1)、银(Ag)、 钩(W)、铀(Pt)等形成的。压电材料层205是由氮化铝(A1N)、氧化锌 (ZnO)、铌酸锂(LiNb03)、钽酸锂(LiTa03)、铌酸钾(，03)等形成的。 高电极206是由钼(Mo)、铝(A1)、银(Ag)、钨(W)、铂(Pt)等形成的。绝缘层203、低电极204、压电材料层205以及高电极206依次 形成，构成出振动部件207。通过与衬底201相接触的支撑部件208 将该振动部件207固定在衬底201上。在薄膜腔声波谐振器209中，通过对高电极206和低电极204施 加电压，在压电材料层205上出现电场。将由此引起的形变激励为机 械振动。将该振动转换为电谐振或反谐振特性。通过使包括串联压电谐振器102a、 102b以及102c的串联谐振电 路的谐振频率基本上等于包括并联压电谐振器103a、 103b以及103c 的并联谐振电路的反谐振频率，将图1的压电滤波器用作带通滤波 器，该滤波器具有根据反谐振频率和谐振频率之间差别确定的带宽。本发明人在下列设置了每个压电谐振器的电容和谐振频率以及 每个电感的电感值(等效电路常量)的条件(第一组值)下进行了仿真。(第一组值)Csl=2.86pF ， Cs2=0.88pF ， Cs3=0.92pF ， Cpl=14.49pF ， Cp2=5.29pF ， Cp3=2.08pF ， fsl=1979.9MHz ， fs2=l887.5MHz ， fs3=l 886.0MHz, fj)l=l866.8MHz, fp2= 1825.7MHz, fy3=1841.2MHz， Ll=1.49nH， L2=0.08nH以及L3=1.47nH。在每个串联压电谐振器 102a、 102b以及102c中，以及在每个并联压电谐振器103a、 103b 以及103c中，反谐振频率和谐振频率之间的差别为50MHz。图3A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 101a具有10欧姆的特征阻抗。图3B是表示反射特征的Smith图， 其中输入端子101a具有10欧姆的特征阻抗(用10欧姆标准化)。图 4A表示反射特征(幅度变化对比频率)，其中输出端子101b具有50 欧姆的特征阻抗。图4B是表示反射特征的Smith图，其中输出端子 101b具有50欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图5是表示压电滤 波器l的通带特征的图。在图3A、图3B、图4A、图4B和图5中， 使用了上述第一组值。在图3B的Smith图中，标记301表示压电滤波器1在1850MHz 处的阻抗。在图4B的Smith图中，标记401表示压电滤波器1在 1850MHz处的阻抗。因为标记301和401每个都位于Sm他图中央， 可以认为当使用第一组值时，在1850MHz处压电滤波器1具有使反 射系数接近于零的阻抗。在图3B的Smith图中，标记302表示压电滤波器1在1910MHz 处的阻抗。在图4B的Smith图中，标记402表示压电滤波器1在 1910MHz处的阻抗。因为标记302和402每个都接近位于Smith图 中央，可以认为当使用第一组值时，在1910MHz处压电滤波器l具 有使反射系数接近于零的阻抗。在图3B的Sm池图中，标记303表示压电滤波器1在1880MHz 处的阻抗。在图4B的Smith图中，标记403表示压电滤波器1在 1880MHz处的阻抗。因为标记303和403每个都接近位于Smith图 中央，可以认为当使用第一组值时，在1880MHz处压电滤波器1具 有使反射系数接近零的阻抗。
如上所述，可以发现在1850MHz到1910MHz的范围内使用了第 一组值的压电滤波器1使输入端子101a的阻抗基本上与10欧姆相匹 配，而输出端子101b的阻抗与50欧姆相匹配。因此，如图5所示， 使用了第一组值的压电滤波器1可以以低损耗传输1850到1910MHz 的信号。另一方面，如图5所示，使用了第一组值的压电滤波器1可以显 著衰减1930到1990MHz的信号。如上所述，使用第一组值的压电滤波器1具有在通带(1850到 1910MHz)内以低损耗传输信号，在阻带(1930到1990MHz)内衰减信号的滤波器特征。在美国的数字移动电话服务所用的PCS(个人通信服务)频带中， 发送频带是1850到1910MHz，接收频带是1930到1990MHz。因此， 使用了第一组值的压电滤波器1对于PCS频带数字移动电话服务是 有用的。上述第一组值的特征在于，并联压电谐振器103a、 103b以及103c 的电容Cpl、 Cp2以及Cp3按照距输入端子101a的距离(从小到大) 的顺序、到输出端子101b依次减小。这就是说，建立了 Cpl>Cp2>Cp3 关系。因此，可以得到具有输入阻抗小于输出阻抗、期望通带内低损 耗特征、期望阻带内高衰减特征的压电滤波器。在该情况下，串联压电谐振器102a、 102b以及102c的电容Csl、 Cs2以及Cs3具有Csl>Cs3>Cs2的关系。注意，图2的压电谐振器的层结构仅用于说明目的。可替换地， 可以将薄压电材料层或薄绝缘层作为钝化薄膜贴附在高电极206的 上侧，或者可以将绝缘层提供在压电材料层205与高电极206或低电 极204之间，从而获得类似效果。在本发明中，压电谐振器的层结构 并非限制于此。注意，压电滤波器的级数并非限于图1所示的情况。只要并联压 电谐振器的电容按照距输出端子101b的距离(从小到大)的顺序、 到输入端子101a依次升高，即使串联压电谐振器数目或并联压电谐 振器数目不同于图l所示的情况，也仍会获得类似的效果。
(第二实施例)如第二实施例所述的压电滤波器具有与第一实施例相类似的等 效电路，因此可以再次参考图l。本发明人在下列设置了每个压电谐振器的电容和谐振频率以及 每个电感的电感值(等效电路常量)的条件(第二组值)下进行了仿真。(第二组值)Csl=3.06pF， Cs2=1.12pF， Cs3=0.97pF， Cpl=9.95pF， Cp2=4.86pF， Cp3=2.35pF， fsl=19^.0MHz， fs2=1883.3MHz, fs3=1884.0MHz, ^1=1869.7MHz, ^ 2=1820.2MHz, fy3-l 837.4MHz ， Ll=1.50nH， L2=0.01nH以及L3=1.48nH。在每个串联压电谐振器102a、 102b以 及102c中，以及在每个并联压电谐振器103a、 103b以及103c中， 反谐振频率和谐振频率之间的差别为50MHz。如第二组值所示，在第二实施例的压电滤波器中，并联压电谐振 器103a、 103b以及103c的电容Cpl、 Cp2以及Cp3按照距输入端子 101a的距离(从小到大)的顺序、到输出端子101b依次减小，即 Cpl>Cp2>Cp3。同样，串联压电谐振器102a、 102b以及102c的电容 Csl、 Cs2以及Cs3按照距输入端子101a的距离(从小到大)的顺序、 到输出端子101b依次减小，即Csl>Cs2>Cs3。图6A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 101a具有10欧姆的特征阻抗。图6B是表示反射特征的Smith图， 其中输入端子101a具有10欧姆的特征阻抗(用10欧姆标准化)。图 7A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子101b具 有50欧姆的特征阻抗。图7B是表示反射特征的Smith图，其中输出 端子101b具有50欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图8是表示 压电滤波器1的通带特征的图。在图6A、图6B、图7A、图7B以及 图8中，使用了上述第二组值。在图6B和7B的Smith图中，标记601和701每个表示 1850MHz(PCS发送侧的通带的低端)处的阻抗，标记602和702每个 表示1910MHz(PCS发送侧的通带的高端)处的阻抗，并且标记603和 703每个表示1880MHz(PCS发送侧的通带的中心)处的阻抗。如图6A、图6B、图7A、图7B以及图8所示，串联压电谐振器 102a、102b以及102c的电容按照距输出端子101b的距离(从小到大) 的顺序、到输入端子101a依次增加，而并联压电谐振器103a、 103b 以及103c的电容按照距输出端子101b的距离(从小到大)的顺序、 到输入端子101a依次增加。因此，可以得到PCS频带发送压电滤波 器，其中，在PCS的通带(1850到1910MHz)内，在输入端子I01a处 阻抗基本上与10欧姆相匹配，在输出端子101b处阻抗基本上与50 欧姆相匹配，并且以低损耗传输信号，在作为阻带的接收频带(1930 到1990MHz)内，可以有效衰减信号。(第三实施例)如第三实施例所述的压电滤波器具有类似于第一实施例的等效 电路，因此再次参考图l。本发明人在下列设置了每个压电谐振器的电容和谐振频率以及 每个电感的电感值(等效电路常量)的条件(第三组值)下进行了仿真。(第三组值)Csl=334pF ， Cs2=0.72pF ， Cs3=0.81pF ， Cpl=18.08pF ， Cp2=4.22pF ， Cp3=2.20pF ， fsl=1979.0MHz ， fs2=1887.2MHz ， fs3=l884,6MHz, fyl=l 892.8MHz, fy2=l 824.0MHz, fy3=1835.5MHz， Ll=1.43nH， L2=0.01nH以及L3=1.50nH。在每个串联压电谐振器 102a、 102b以及102c中，以及在每个并联压电谐振器103a、 103b 以及103c中，反谐振频率和谐振频率之间的差别为50MHz。如第三组值所示，在第三实施例的压电滤波器中，并联压电谐振 器103a、 103b以及103c的电容Cpl、 Cp2以及Cp3按照距输入端子 101a的距离(从小到大)的顺序、到输出端子101b依次减小，即 Cpl>Cp2>Cp3。图9A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 101a具有5欧姆的特征阻抗。图9B是表示反射特征的Smith图，其 中输入端子101a具有5欧姆的特征阻抗(用5欧姆标准化)。图10A
是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子101b具有 50欧姆的特征阻抗。图IOB是表示反射特征的Smith图，其中输出 端子101b具有50欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图11是表示 压电滤波器1的通带特征的图。在图9A、图9B、图IOA、图10B以 及图11中，使用了上述第三组值。在图9B和10B的Smith图中，标记901和1001每个表示 1850MHz(PCS发送侧的通带的低端)处的阻抗，标记902和1002每 个表示1910MHz(PCS发送侧的通带的高端)处的阻抗，并且标记903 和1003每个表示1880MHz(PCS发送侧的通带的中心)处的阻抗。如图9A、图9B、图IOA、图10B以及图11所示，并联压电谐 振器103a、 103b以及103c的电容按照距输出端子101b的距离(从 小到大)的顺序、到输入端子101a依次增加。因此，可以得到PCS 频带发送压电滤波器，其中，在PCS的通带(1850到1910MHz)内， 在输入端子101a处阻抗基本上与5欧姆相匹配，在输出端子101b处 阻抗基本上与50欧姆相匹配，并且以低损耗传输信号，在作为阻带 的接收频带(1930到1990MHz)内，可以有效衰减信号。注意，本发明的压电滤波器并不限于诸如5欧姆、10欧姆等的 特定阻抗。可以通过将该压电滤波器中每个器件的值(压电滤波器常 量)设定为适当值来得到本发明的压电滤波器，甚至输入阻抗可以是5 欧姆至50欧姆范围内的任意值。本发明的压电滤波器被认为会连接到功率放大器的输出端。因 此，根据功率放大器的输出阻抗，可以确定压电滤波器的输入阻抗。换句话说，为了产生本发明的压电滤波器，可以将该压电滤波器 设计为具有与功率放大器输出阻抗共轭的输入阻抗。该设计的示例性 过程描述如下。在确定压电滤波器的输入阻抗之后，将等效电路常量 设置为适当值，并且产生以输入阻抗标准化的Sm池图以及以输出阻 抗标准化的Smith图。在这些Smith图中，如果在期望通带内反射系 数接近于零，且在期望阻带内反射系数很大，则可以认为所设定的等 效电路常量是适当的。如果在通带内反射系数不接近于零，且在阻带 内反射系数不大，则不认为所设定的等效电路常量适当。因此，以相 似方式设定新的等效电路常量以便产生Smith图，并观测反射系数。 因此，如果发现能够获得适当反射系数的等效电路常量，那么使用该 等效电路常量的压电滤波器具有期望的输入和输出阻抗，并且在期望 的通带和阻带内具有低损耗和高衰减特征。第一到第三实施例的彼此共同之处是并联压电谐振器103a、 103b 以及103c的电容Cpl、Cp2以及Cp3按照距输入端子101a的距离(从 小到大)的顺序、到输出端子101b依次减小，即Cpl〉Cp2〉Cp3。因 此，当设计本发明的压电滤波器时，选择压电滤波器常量，使得在其 等效电路上，该压电滤波器中并联压电谐振器的电容按照距输入端子 的距离(从小到大〉的顺序、到输出端子依次减小。从而得到具有所 期望的输入和输出阻抗的压电滤波器，在所期望的通带和阻带内具有 低损耗和高衰减特征。在第一和第三实施例中，建立了 Csl>Cs3>Cs2的关系。相反， 在第二实施例中，建立了 Csl>Cs2>Cs3的关系。因此，如果并联压电谐振器的电容按照距输入端子侧的距离(从小到大)的顺序、到输 出端子侧依次减小，则无论串联压电谐振器的电容设定为何值都会获 得本发明的效果。注意，优选地，在第一到第三实施例中的串联压电 谐振器的电容可以是，在等效电路上输入端子侧的电容大于输出端子 侧的电容，即Csl〉Cs3。另夕卜，在等效电路上，串联压电谐振器可以 具有按照距输入端子侧的距离(从小到大)的顺序、到输出端子侧依 次减小的电容。(第四实施例)图12是如本发明第四实施例所述的压电滤波器4的等效电路图。 第四实施例的压电滤波器4是三级冗型压电滤波器。在图12中，压电滤波器4包括输入端子1201a、输出端子1201b、 串联压电谐振器1202、第一并联压电谐振器1203a、第二并联压电谐 振器1203b、第一电感1204a以及第二电感1204b。串联压电谐振器1202连接在输入端子1201a和输出端子1201b 之间。将第一并联压电谐振器1203a的一端连接在输入端子1201a和
串联压电谐振器1202之间。第一并联压电谐振器1203a的另一端通 过第一电感1204a接地。第二并联压电谐振器1203b —端连接到串联 压电谐振器1202和输出端子1201b之间。第二并联压电谐振器1203b 的另一端通过第二电感1204b接地。
本发明人在下列设置了每个压电谐振器的电容和谐振频率以及 每个电感的电感值(等效电路常量)的条件(第四组值)下进行了仿真。
(第四组值)
串联压电谐振器1202具有2.36pF的电容Cs。第一并联压电谐振 器1203a具有14.93pF的电容Cpl。第二并联压电谐振器1203b具有 26.66pF的电容Cp2。串联压电谐振器1202具有1944.6MHz的谐振 频率fs。第一并联压电谐振器1203a具有1848.5MHz的谐振频率fyl。 第二并联压电谐振器1203b具有1883.6MHz的谐振频率*2。第一电 感1204a具有L19nH的电感值Ll。第二电感1204b具有L76nH的 电感值L2。在串联压电谐振器1202以及并联压电谐振器1203a和 1203b的每一个中，反谐振频率与谐振频率之间的差别为50MHz。
如第四组值所示，在第四实施例的压电滤波器4中，第一并联压 电谐振器1203a的电容Cpl大于第二并联压电谐振器1203b的电容 Cp2，艮卩Cpl〉Cp2。
图13A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 1201a具有10欧姆的特征阻抗。图13B是表示反射特征的Sm池图， 其中输入端子1201a具有10欧姆的特征阻抗(用10欧姆标准化)。图 14A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子1201b 具有50欧姆的特征阻抗。图14B是表示反射特征的Smith图，其中 输出端子1201b具有50欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图15 是表示压电滤波器4的通带特征的图。在图13A、图13B、图14A、 图14B以及图15中，使用了上述第四组值。
在图13B和14B的Smith图中，标记1301和1401每个表示 1850MHz(PCS发送侧的通带的低端)处的阻抗，标记1302和1402每 个表示1910MHz(PCS发送侧的通带的高端)处的阻抗，并且标记1303 和1403每个表示1880MHz(PCS发送侧的通带的中心)处的阻抗。 如图13A、图13B、图14A、图14B以及图15所示，第一并联 压电谐振器1203a的电容Cpl大于第二并联压电谐振器1203b的电容 Cp2。因此，在通带(1850到1910MHz)内，可以得到滤波器特征，使 得在输入端子1201a处阻抗基本上与10欧姆相匹配，在输出端子 1201b处阻抗基本上与50欧姆相匹配，并且以低损耗传输信号。注 意，如图15所示，因为在压电滤波器中的压电谐振器数目少到三个， 所以在阻带(1930到1990MHz)内的衰减量也不大。然而，可以得到 输入阻抗与输出阻抗彼此不同的压电滤波器。根据第四实施例，可以发现，至少如果最靠近输入端子侧的并联 压电谐振器的电容大于最靠近输出端子侧的并联压电谐振器的电容， 则可以提供能够以低损耗发送信号的压电滤波器。因此，在具有三个 或更多个并联压电谐振器的压电滤波器中，除了在两端的并联压电谐 振器之外的并联压电谐振器的电容可以小于也可以大于在输入端子 侧的并联压电谐振器的电容。换句话说，在图l所示的示例中，可以 建立Cpl>Cp3>Cp2，也可以建立Cp2〉Cpl〉Cp3。注意，压电滤波器的数目并不限于图12所示的数目。基于所期 望的滤波器特征和阻带衰减量来确定滤波器数目。当使用三个或更多 个压电滤波器时，可以获得类似的效果。(第五实施例)图16是如本发明第五实施例所述的压电滤波器5的等效电路图。 第五实施例的压电滤波器5是三级T型压电滤波器。在图16中，压 电滤波器5包括输入端子1601a、输出端子1601b、第一串联压电谐 振器1602a、第二串联压电谐振器1602b、并联压电谐振器1603以及 电感1604。第一串联压电谐振器1602a和第二串联压电谐振器1602b串联连 接在输入端子1601a和输出端子1601b之间。将并联压电谐振器1603 的一端连接在第一串联压电谐振器1202a和第二串联压电谐振器 1602b之间。并联压电谐振器1603的另一端通过电感1604接地。本发明人在下列设置了每个压电谐振器的电容和谐振频率以及
每个电感的电感值(等效电路常量)的条件(第五组值)下进行了仿真。 (第五组值)
第一串联压电谐振器1602a具有2.45pF的电容Csl。第二串联压 电谐振器1602b具有L75pF的电容Cs2。并联压电谐振器1603具有 6.12pF的电容Cp。第一串联压电谐振器1602a具有1987.7MHz的谐 振频率fsl。第二串联压电谐振器1602b具有1887.4MHz的谐振频率 fs2。并联压电谐振器1603具有1895.6MHz的谐振频率fp。电感1604 具有2.61nH的电感值L。在串联压电谐振器1602a和1602b以及并 联压电谐振器1603的每一个中，反谐振频率与谐振频率之间的差别 为50MHz。
如第五组值所示，在第五实施例的压电滤波器5中，第一串联压 电谐振器1602a的电容Csl大于第二串联压电谐振器1602b的电容 Cs2，即Csl〉Cs2。
图17A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 1601a具有IO欧姆的特征阻抗。图17B是表示反射特征的Smith图， 其中输入端子1601a具有10欧姆的特征阻抗(用10欧姆标准化)。图 18A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子1601b 具有50欧姆的特征阻抗。图18B是表示反射特征的Smith图，其中 输出端子1601b具有50欧姆的特征阻抗(用50欧姆标准化)。图19 是表示压电滤波器5的通带特征的图。在图17A、图17B、图18A、 图18B以及图19中，使用了上述第五组值。
在图17B和18B的Smith图中，标记1701和1801每个表示 1850MHz(PCS发送侧的通带的低端)处的阻抗，标记1702和1802每 个表示1910MHz(PCS发送侧的通带的高端)处的阻抗，并且标记1703 和1803每个表示1880MHz(PCS发送侧的通带的中心)处的阻抗。
如图17A、图17B、图18A、图18B以及图19所示，第一串联 压电谐振器1602a的电容Csl大于第二串联压电谐振器1602b的电容 Cs2。因此，在通带(1850到1910MHz)内，可以得到滤波器特征，使 得在输入端子1601a处阻抗基本上与10欧姆相匹配，在输出端子 1601b处阻抗基本上与50欧姆相匹配，并且以低损耗传输信号。注
意，因为在压电滤波器中的压电谐振器数目少到三个，所以在阻带
(1930到1990MHz)内的衰减量也不大。然而，可以得到输入阻抗与 输出阻抗彼此不同的压电滤波器。
根据第五实施例，可以发现，至少如果最靠近输入端子侧的串联 压电谐振器的电容大于最靠近输出端子侧的串联压电谐振器的电容， 则可以提供能够以低损耗发送信号的压电滤波器。因此，在具有三个 或更多个串联压电谐振器的压电滤波器中，除了在两端的串联压电谐 振器之外的串联压电谐振器的电容可以小于也可以大于在输入端子 侧的串联压电谐振器的电容。换句话说，在图l所示的示例中，可以 建立Csl>Cs3>Cs2也可以建立Cs2>Csl>Cs3。
注意，压电滤波器的数目并不限于图16所示的数目。基于所期 望的滤波器特征和阻带衰减量来确定滤波器数目。当使用三个或更多 个压电滤波器时，可以获得类似的效果。
(第六实施例)
图20是如本发明第六实施例所述的压电滤波器6的等效电路图。 在图20中，压电滤波器6包括输入端子2001a、输出端子2001b、第 一串联压电谐振器2002a、第二串联压电谐振器2002b、第三串联压 电谐振器2002c、第一并联压电谐振器2003a、第二并联压电谐振器 2003b、第一电感2004a、第二电感2004b以及旁路压电谐振器2005。
第一串联压电谐振器2002a和第二串联压电谐振器2002b以及第 三压电谐振器2002c依次串联连接在输入端子2001a和输出端子 2001b之间。将第一并联压电谐振器2003a的一端提供在第一串联压 电谐振器2002a和第二串联压电谐振器2002b之间。将第一并联压电 谐振器2003a的另一端通过第一电感2004a接地。第二并联压电谐振 器2003b的一端提供在第二串联压电谐振器2002a和第三串联压电谐 振器2002c之间。将第二并联压电谐振器2003b的另一端通过第二电 感2004b接地。将旁路压电谐振器2005连接在第一并联压电谐振器 2003a与第一电感2004a的连接点和第二并联压电谐振器2003b与第 二电感2004b的连接点之间。
本发明人在下列设置了每个压电谐振器的电容和谐振频率以及 每个电感的电感值(等效电路常量)的条件(第六组值)下进行了仿真。 (第六组值)第一串联压电谐振器2002a具有1.91pF的电容Csl 。第二串联压 电谐振器2002b具有0.5 lpF的电容Cs2。第三串联压电谐振器2002c 具有l.OOpF的电容Cs3。第一并联压电谐振器2003a具有1.89pF的 电容Cpl。第二并联压电谐振器2003b具有1.50pF的电容Cp2。旁路 压电谐振器2005具有1.18pF的电容Cb。第一串联压电谐振器2002a 具有2137.2MHz的谐振频率fsl。第二串联压电谐振器2002b具有 2203.1MHz的谐振频率fs2。第三串联压电谐振器2002c具有 2144.9MHz的谐振频率fs3。第一并联压电谐振器2003a具有 2090.1MHz的谐振频率^1。第二并联压电谐振器2003b具有 2121.6MHz的谐振频率*2。旁路压电谐振器2005具有1950MHz的 谐振频率。第一电感2004a具有0.63nH的电感值Ll 。第二电感2004b 具有2.97nH的电感值L2。在串联压电谐振器2002a、2002b和2002c、 并联压电谐振器2003a和2003b以及旁路压电谐振器2005的每一个 中，反谐振频率与谐振频率之间的差别为50MHz。压电滤波器6是 在用于第三代移动电话服务的规范UMTS(通用移动通信系统)中使用 的接收滤波器。如第六组值所示，在第六实施例的压电滤波器6中，第一并联压 电谐振器2003a的电容Cpl大于第二并联压电谐振器2003b的电容 Cp2，即Cpl>Cp2。另外，在串联压电谐振器2002a、 2002b以及2002c 的电容Csl、 Cs2以及Cs3中，靠近输入端子2001a的电容Csl大于 靠近输出端子2001b的电容Cs2。图21A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输入端子 2001a具有50欧姆的特征阻抗。图21B是表示反射特征的Smith图， 其中输入端子2001a具有150欧姆的特征阻抗(用150欧姆标准化)。 图22A是表示反射特征(幅度变化对比频率)的图，其中输出端子 2001b具有150欧姆的特征阻抗。图22B是表示反射特征的Smith图， 其中输出端子2001b具有150欧姆的特征阻抗(用150欧姆标准化)。
图23是表示压电滤波器6的通带特征的图。在图21A、图21B、图 22A、图22B以及图23中，使用了上述第六组值。在图21B和22B的Smith图中，标记2101和2201每个表示 2110MHz(UMTS接收机的通带的低端)处的阻抗，标记2102和2202 每个表示2170MHz(UMTS接收机的通带的高端)处的阻抗，并且标记 2103和2203每个表示2140MHz(UMTS接收机的通带的中心)处的阻 抗。如图21A、图21B、图22A、图22B以及图23所示，第一并联 压电谐振器2003a的电容Cpl大于第二并联压电谐振器2003b的电容 Cp2。因此，可以得到滤波器特征，使得在通带(2110至lj 2170MHz) 内，在输入端子2001a处阻抗基本上与50欧姆相匹配，在输出端子 2001b处阻抗基本上与150欧姆相匹配，并且以低损耗传输信号，在 阻带(1920到1980MHz)内，信号显著衰减。这样，根据第六实施例，不仅可以将本发明应用于连接到功率放 大器后级的发送滤波器，而且也可以应用于连接到LNA(低噪声放大 器)前级的接收滤波器。当将本发明应用于接收滤波器时的示例性设计过程将描述如下。 当将本发明应用于接收滤波器时，设计压电滤波器使得接收滤波器的输出阻抗与LNA的输入阻抗共轭。在确定压电滤波器的输出阻抗后， 将等效电路常量设定为适当的值，由此产生了以输入阻抗标准化的 Smith图和以输出阻抗标准化的Smith图。在这些Smith图中，如果在所期望的通带内反射率接近于零，且在所期望的阻带内反射率很 大，这样就认为等效电路常量的设置是适当的。如果在所期望的通带内反射率不接近于零以及在阻带内反射率 不大，这样就不认为等效电路常量的设置不适当。因此，以类似方式 设定新的等效电路常量以便产生Smith图，并且观察反射率。如果以这种方式获得能够得到适当反射率的等效电路常量，则使用该等效电 路常量的压电滤波器可以具有期望的输入和输出阻抗，并且在所期望 的通带和阻带内分别具有低损耗和高衰减特征。选择等效电路常量， 使该压电滤波器的并联压电谐振器的电容按照距输入端子的距离(从
小到大)的顺序、到输出端子依次减小。可以将本发明的压电滤波器应用于UMTS之外的其它通信系统 中的接收滤波器。正如从第四到第六实施例中可以看到的，本发明并不限于梯形滤 波器电路。虽然在上述实施例中提供了用在PCS或UMTS通信系统中的发 送滤波器或接收滤波器，但是可以将本发明应用于PCS和UMTS之 外的其它通信系统。如何将本发明应用于除PCS和UMTS之外的其 它通信系统是设计选择的问题。(第七实施例)在第七实施例中，将说明用表面声波谐振器代替压电谐振器的压 电滤波器。如第七实施例所述的压电滤波器具有类似于第六实施例的 等效电路，因此，可以再次参考图20。图24A是说明使用了表面声波谐振器并具有图20等效电路的压 电滤波器的结构。在图24A中，将具有与图20中相应器件相似功能 的部件表示为相同的参考标号。通过在压电衬底上提供叉指换能器(IDT)电极以及反射器电极形成表面声波谐振器，这些电极在传输方向上彼此靠近。图24B是说 明表面声波谐振器结构的图。在图24B中，表面声波谐振器包括在 压电衬底2411上由梳状电极组成的IDT电极2412以及反射器电极 2413和2414，在IDT电极2412的两侧提供该反射器电极2413和 2414。由IDT电极2412激励的波受到反射器电极2413和2414的限 制，因此获得了能量受限谐振器。这里，组成IDT电极2412的梳状 电极2412a和2412b对应于表面声波谐振器本身的输入电极和输出电 极。压电衬底2411由L汀a03、 LiNb03、水晶等形成。IDT电极2412 和反射器电极2413、 2414由A1、 Ti、 Cu、 Al-Cu等形成。具体地， 当应用于发送滤波器时，IDT电极2412优选由具有高功率处理能力 的电极材料形成。在第七实施例中，假设该压电滤波器具有与第六组值相同的等效
电路常量。注意，通过调节电极叉指间距、金属化比率、电极厚度等 对表面声波谐振器的谐振频率进行优化，使其获得期望的滤波器特 征。这样，即使将表面声波谐振器用在压电滤波器中时，可以得到类似于第六实施例的效果。换句话说，压电谐振器不限于图2所示的薄 膜压电谐振器，而可以是表面声波谐振器。同样，在第一到第五实施例中，当以表面声波谐振器代替压电谐 振器时，也可以获得类似的效果。本发明的压电谐振器可以包括串联连接在输入端子和输出端子 之间的一个或多个串联压电谐振器，以及并联连接在输入端子和输出 端子之间的两个或更多个并联压电谐振器。在第一到第七实施例中，作为示例，假设压电滤波器中的并联压 电谐振器的数目为三。因此，靠近输入端子的第一并联压电谐振器是 最靠近输入端子的并联压电谐振器。靠近输出端子的第二并联压电谐 振器是最靠近输出端子的并联压电谐振器。然而，当并联谐振器的数 据为四或更多时，靠近输入端子的第一并联压电谐振器不一定是最靠 近输入端子的并联压电谐振器，而靠近输出端子的第二并联压电谐振 器不一定是最靠近输出端子的并联压电谐振器。在本发明中，如果满足靠近输入端子的第一并联压电谐振器的电 容大于靠近输出端子的第二并联压电谐振器的电容的条件，则可以使 输入和输出阻抗彼此不同。因此，在本发明中，第一并联压电谐振器 并不限于最靠近输入端子的并联压电谐振器。同样，第二并联压电谐 振器并不限于最靠近输出端子的并联压电谐振器。对于串联压电谐振 器也是相同情况。具体地说，如果满足靠近输入端子的第一串联压电 谐振器的电容大于靠近输出端子的第二串联压电谐振器的电容的条 件，则可以获得本发明的效果。(第八实施例)在第八实施例中，将说明使用了如第一到第七实施例所述的压电 滤波器的双工器。 图25A是示出如第八实施例所述的双工器2500的方框图。在图 25A中，双工器2500包括发送端子2501、接收端子2502、天线端子 2503、发送滤波器2504、相移电路2505以及接收滤波器2506。发送滤波器2504、相移电路2505以及接收滤波器2506依次提 供在发送端子2501和接收端子2502之间。天线端子2503连接在发 送滤波器2504和相移电路2505之间。发送滤波器2504和接收滤波器2506中的至少一个是如第一到第 七实施例所述的压电滤波器。如第一到第七实施例所述，可以基于天线端子2503侧的特征阻 抗和发送端子2501侧的特征阻抗来设计发送滤波器。如第一到第七实施例所述，可以基于天线端子2503侧的特征阻 抗和发送端子2501侧的特征阻抗来设计接收滤波器。注意，第八实施例的使用压电滤波器的双工器可以具有如图25B 所示的结构。图25B是表示如第八实施例所述的双工器2500b的结 构的方框图。在图25B中，双工器2500b包括接收端子2502a和接收 端子2502b，以代替接收端子2502。双工器2500b将第一到第七实施例的压电滤波器用作发送滤波 器2504或接收滤波器2506，因此有可能达到高阻抗输出。因此，双 工器2500b可以易于达到平衡输出，得到了对于噪声的振荡器鲁棒 性。(第九实施例)在第九实施例中，将说明使用如第一到第七实施例所述的压电滤 波器的通信装置。图26是表示如第九实施例所述通信装置2609的结构的方框图。 在图26中，通信装置2609包括发送端子2601、基带部分2602、功 率放大器2603、发送滤波器2604、天线2605、接收滤波器2606、 LNA 2607以及接收端子2608。通过发送端子2601输入的信号被传送通过基带部分2602，由功 率放大器2603放大，由发送滤波器2604进行滤波，并且从天线2605 以无线电波的方式发送出去。接收滤波器2606对由天线2605接收的 信号进行滤波，然后由LNA2607对该信号进行放大，并且通过基带 部分2602将其传送给接收端子2608。发送滤波器2604和接收滤波器2606中的至少一个是如第一到第 七实施例所述的压电滤波器。具体地说，通信装置2609的发送滤波器2604是其输入阻抗与功 率放大器2603的输出阻抗共轭、其输出阻抗与天线2605侧的阻抗共 轭的压电滤波器。如第一到第七实施例所述，该压电滤波器包括串联 连接在功率放大器2603输出侧与天线2605之间的一个或多个串联压 电谐振器，以及并联连接在功率放大器2603的输出侧与天线2605之 间的两个或多个并联压电谐振器。在等效电路上，在两个或多个并联 压电谐振器中，靠近功率放大器2603侧的第一并联压电谐振器的电 容大于靠近天线2605侧的第二并联压电谐振器的电容。该通信装置2609的接收滤波器2606是其输入阻抗与天线2605 侧的阻抗共轭、其输出阻抗与LNA2607的输入阻抗共轭的压电滤波 器。如第一到第七实施例所述，该压电滤波器包括串联连接在天线 2605与LNA2607输入侧之间的一个或多个串联压电谐振器，以及并 联连接在天线2605与LNA2607之间的两个或多个并联压电谐振器。 在等效电路上，在两个或多个并联压电谐振器中，靠近天线2605侧 的第一并联压电谐振器的电容大于靠近LNA 2607侧的第二并联压电 谐振器的电容。这里，假设发送滤波器2604和接收滤波器2606均为如第一到第 七实施例所述的压电滤波器。通常，在天线2605侧的特征阻抗为50欧姆。在功率放大器2603 侧的特征阻抗小于50欧姆。在LNA 2607的输入侧的特征阻抗大于 50欧姆。在常规通信电路情况中，需要在功率放大器与发送滤波器 之间提供匹配电路，并且需要在LNA与接收滤波器之间提供匹配电 路。然而，在通信装置2609中，将如第一到第七实施例所述的压电 滤波器用作发送滤波器2604，因此，可以使天线2605侧的特征阻抗
等于50欧姆，并且可以使功率放大器2603侧的特征阻抗小于50欧 姆(例如，5欧姆或10欧姆)，并且有可能通过发送频带而阻止接收频 带。另外，在通信装置2609中，将如第一到第七实施例的压电滤波 器用作接收滤波器2606，并且因此可以使天线2605侧的特征阻抗为 50欧姆，并且可以使LNA2607侧的特征阻抗大于50欧姆(例如，150 欧姆)，可能通过接收频带而阻止发送频带。因此，如第九实施例所述，不需要提供匹配电路，这样可以提供 小尺寸的通信装置。虽然，在第九个实施例中，在相对于功率放大器2603的后级或 者在相对于LNA2607的前级提供本发明的压电滤波器，用于提供压 电滤波器的位置并不限于这些。(第十实施例)在第十实施例中，将说明不同于第九实施例的一种通信装置。 图27是表示如第十实施例所述的通信装置2700的结构的方框 图。在图27中，在通信装置2700中，同时进行发送和接收的射频模块和临时切换发送和接收的射频模块并存。将说明第十实施例的通信 装置2700的操作，其中将UMTS(通用移动通信系统)射频模块2701 用作同时进行发送和接收的射频模块，并且将GSM(移动通信全球系 统)射频模块2702用作临时切换发送和接收的射频模块。在天线2703侧，射频模块2701和2702由开关2704分隔。同时， GSM射频模块2702的发送和接收由开关2704分隔。在UMTS发送系统中，通过基带部分2706传递从发送端子2705 输入的信号，并在功率放大器2707中对该信号进行放大，再由包括 在双工器2708中的发送滤波器2709进行滤波，通过在开关2704中 形成的UMTS发送/接收端子2710和天线端子2711传递该信号，并 且从天线2703以电波形式发送该信号。在UMTS接收系统中，通过 天线端子2711和UMTS发送/接收端子2710传递从天线2703接收的 信号，并通过双工器2708中包括的接收滤波器2712对其进行滤波， 通过LNA 2713进行放大，并且通过基带部分2706将该信号传递给
接收端子2714。类似地，在GSM发送系统中，通过基带部分2706传递从发送端 子2715输入的信号，并在功率放大器2716中对其进行放大，通过发 送滤波器2717对其滤波，通过在开关2704中形成的GSM发送端子 2718和天线端子2711传递，并且以电波形式从天线2703发送出去。 在GSM接收系统中，通过天线端子2711和GSM接收端子2719传 递从天线2703接收的信号，并通过接收滤波器2720对该信号进行滤 波，由LNA 2721对其进行放大，并且通过基带部分2706将其传送 到接收端子2722。发送滤波器2709、接收滤波器2712、发送滤波器2717以及接收 滤波器2720中至少一个是第一到第七实施例的压电滤波器2720。因 此，如第十实施例所述，可以略去匹配电路，从而提供一个小尺寸的 通信装置。虽然，在第十实施例中，本发明的压电滤波器用在功率放大器 2707和2716的后级或用在LNA 2713和2721的前级，但是使用压电 滤波器的部分并不限于此。通过结合所附各图的本发明的详细说明，本发明的这些或其它目 标、特征、方面以及优点变得更显而易见。工业实用性本发明的压电滤波器具有小尺寸，并且在期望的阻带内具有高衰 减量，在通带内具有低损耗特征，因此，可以将其用作诸如移动电话、 无线LAN等移动通信终端的无线电路中的滤波器或类似器件。还可 以根据该说明书，将本发明的压电滤波器应用于诸如无线电站的滤波 器这样的应用中。
权利要求
1、一种压电滤波器，包括输入端子；输出端子；串联连接在所述输入端子和所述输出端子之间的一个或多个串联压电谐振器；以及并联连接在所述输入端子和所述输出端子之间的两个或多个并联压电谐振器，其中，在等效电路上，在所述两个或多个并联压电谐振器中，最靠近所述输入端子侧的第一并联压电谐振器的电容大于最靠近所述输出端子侧的第二并联压电谐振器的电容。
2、 如权利要求1所述的压电滤波器，其中，在等效电路上，所 述两个或多个并联压电谐振器具有按照距所述输入端子侧的距离从 小到大的顺序、向着所述输出端子侧依次减小的电容。
3、 如权利要求l所述的压电滤波器，其中 所述串联压电谐振器的数目是两个或多个；并且 在等效电路上，在所述两个或多个串联压电谐振器中，最靠近所述输入端子侧的第一串联压电谐振器的电容大于最靠近所述输出端 子侧的第二串联压电谐振器的电容。
4、 一种双工器，包括 天线端子； 发送侧端子； 接收侧端子；连接在所述天线端子和所述发送侧端子之间的发送滤波器；以及 连接在所述天线端子和所述接收侧端子之间的接收滤波器， 其中，所述发送滤波器和所述接收滤波器中至少一个是输入阻抗 小于输出阻抗的压电滤波器，并且 所述压电滤波器包括 输入端子； 输出端子；串联连接在所述输入端子和所述输出端子之间的一个或多 个串联压电谐振器；以及并联连接在所述输入端子和输出端子之间的两个或多个并 联压电谐振器。其中，在等效电路上，所述两个或多个并联压电谐振器中， 最靠近所述输入端子侧的第一并联压电谐振器的电容大于最靠 近所述输出端子侧的第二并联压电谐振器的电容。
5、 一种通信装置，包括 发送侧功率放大器； 天线；以及连接在所述天线和所述功率放大器之间的发送滤波器，其中，所述发送滤波器是其输入阻抗与所述功率放大器的输出阻抗共轭，并且其输出阻抗与所述天线侧的阻抗共轭的压电滤波器，以及所述压电滤波器包括串联连接在所述功率放大器的输出侧和所述天线之间的一 个或多个串联压电谐振器；以及并联连接在所述功率放大器的输出侧和所述天线之间的两 个或多个并联压电谐振器，其中，在等效电路上，在所述两个或多个并联压电谐振器 中，最靠近所述功率放大器侧的第一并联压电谐振器的电容大于最靠 近所述天线侧的第二并联压电谐振器的电容。
6、 一种通信装置，包括 接收侧低噪声放大器； 天线；以及连接在所述天线和所述低噪声放大器之间的接收滤波器， 其中，所述接收滤波器是其输入阻抗与所述天线侧的阻抗共轭，并且其输出阻抗与所述低噪声放大器的输入阻抗共轭的压电滤波器，以及所述压电滤波器包括串联连接到所述天线和所述低噪声放大器的输入侧之间的一个或多个串联压电谐振器；以及并联连接在所述天线和所述低噪声放大器的输入侧之间的 两个或多个并联压电谐振器，其中，在等效电路上，在所述两个或多个并联压电谐振器 中，最靠近所述天线侧的第一并联压电谐振器的电容大于最靠近所述 低噪声放大器侧的第二并联压电谐振器的电容。
全文摘要
提供了一种具有小电路规模、小器件尺寸并且可以减少损耗的压电滤波器。该压电滤波器(1)的输入阻抗小于输出阻抗。该压电滤波器(1)包括输入端子(101a)、输出端子(101b)、串联压电谐振器(102a、102b、102c)以及并联压电谐振器(103a、103b、103c)。在这些并联谐振器(103a、103b、103c)中，在等效电路上，靠近输入端子(101a)侧的第一并联压电谐振器(103a)的电容大于靠近输出端子(101b)侧的第二并联压电谐振器(103c)的电容。
文档编号H03H9/64GK101128977SQ200680006308
公开日2008年2月20日 申请日期2006年2月21日 优先权日2005年2月28日
发明者中村弘幸, 大西庆治, 山川岳彦 申请人:松下电器产业株式会社