专利名称：一种射频缓冲放大电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子技术领域，在较低的功耗下提供很强的驱动能力，适 用于射频信号的缓冲放大输出，尤其适用于集成电路中(压控)振荡器信 号的缓冲放大输出。
背景技术：
我们正处于无线技术迅猛发展的时代，移动电话，无线局域网，数据 和语音的交换逐渐改变着世界的商业模式和人们的生活方式。无线数据的 收发以高频信号为载体，通过发射机的调制，把低频信号转换为高频信号
发射；接受机通过解调，把低频的有用信号从高频中分离出来。无线收发 机中一个重要的模块是(压控)振荡器，它提供射频载波信号。通常(压 控)振荡器的输出信号要提供给分频器，混频器。在正交变频系统中，甚 至还要驱动R-C正交移相网络。如果要对(压控)振荡器进行测试，还要 驱动匹配网络。在GHz的频率范围，这些负载电路的各种寄生效应，会 严重影响(压控)振荡器的性能。同时，在输入射频信号较强的情况下， 负载牵引效应会使(压控)振荡器的振荡频率发生偏移。因此，在(压控) 振荡器和负载之间插入缓冲放大电路是必须的。
通常用在集成电路中的射频缓冲放大器100如图1所示，包括一输入 差分对管M0 130， Ml 140，两个由L1 llOa， Cl llOb， L2 120a， C2 120b 组成的RC谐振网络负载和电流源10 150。第一个电源电压VDD与线160 相连，第二个电源电压VSS与线155相连。电流源为缓冲放大电路提供偏 置，连接在线135和145之间的输入射频信号与M0 130 ， Ml 140的栅极 相连，在这两个管的漏极产生差分电流，这两个差分电流分别流过两个谐 振网络110， 120，在输出端165， 167产生差分输出电压。
这个电路可以实现隔离和放大的作用，但也存在几个缺陷。l.当输入 线135上的电压比输入线145上的电压大很多，M0 130导通，Ml 140截 止，电流源的电流全部通过MO 130，也全部通过谐振网络110。此时，没
4有电流通过谐振网络120，有效负载只有谐振网络110.偏置电流的利用效 率不高。2.输出信号直流点为电源电压VDD，在输出给下级电路前，要 先进行隔直。
发明内容
有鉴于此，本发明的主要目的是提供一种新的射频缓冲放大电路，该 电路能提高偏置电流的利用效率，同时使输出信号的直流点在VDD/2附 近，满足大部分后级电路对直流点的要求，尤其是分频器。
本发明提出一种射频信号缓冲放大电路，其特征在于，该电路包括
第一管子连接在第一输出节点和第一电源节点之间，它的控制节点与 第一输入节点相连；
第二管子连接在第二输出节点和第一电源节点之间，它的控制节点与 第二输入节点相连；
第三管子连接在第一输出节点和第二电源节点之间，它的控制节点与 第三输入节点相连；
第四管子连接在第二输出节点和第二电源节点之间，它的控制节点与 第四输入节点相连；
第五管子连接在第一偏置电流源和第一电源节点之间，它的控制节点 与第一和第二输入节点相连；
第六管子连接在第二偏置电流源和第二电源节点之间，它的控制节点
与第三和第四输入节点相连；
一电感连接在第一输出节点和第二输出节点之间； 一电容连接在第一输出节点和第二输出节点之间； 一开关电容阵列连接在第一输出节点和第二输出节点之间。 进一步，第一管子和第二管子为NMOS管或NPN双极晶体管；第三
管子和第四管子为PMOS管或PNP双极晶体管。
进一步，第一输入节点和第三输入节点连接输入信号的同相端，第二
输入节点和第四输入节点连接输入信号的反相端。
进一步，连接在第一输出节点和第二输出节点之间的电容，电感和开
关电容阵列组成一谐振网络，谐振频率为输入信号频率。
5进一步，第五管子接受第一偏置电流源的电流，给第一管子和第二管
子提供偏置；第六管子接受第二偏置电流源的电流，给第三管子和第四管子提供偏置。
进一步，第一管子，第二管子，第三管子，第四管子它们的直流偏压比管子阈值电压高50毫伏 100毫伏，以节省直流功耗。
从上述技术方案可以看出，本发明具有以下有益效果在传统的射频缓冲放大电路中，偏置电流只流过一半的负载谐振网络。而在本发明提供的射频缓冲放大电路中，偏置电流流过整个负载谐振网络。因此，在相同的输出信号摆幅和相同的负载谐振网络下，偏置电流可以减小一半，相应的射频缓冲放大电路的功耗可以减小一半。同时，本发明提供的电路只需要一个R-C谐振网络作负载，而在集成电路中，电感的面积相对其它器件要大很多。因此，本发明提供的电路，在用芯片实现时，可节省近一半的面积。此外，通过调节上下两个输入管的宽长比，可以把输出的直流点设置在VDD/2左右，能满足大部分后继电路的直流点要求，节省隔直电容的面积。
图1为现有技术中射频缓冲放大电路的示意图2为本发明提供的一种射频缓冲放大器的电路图3为本发明提供的电路在输入射频信号电压为正时的工作状态；
图4为本发明提供的电路在开关状态时的电流流向；
图5为本发明提供的电路在输入射频信号电压为负时的工作状态。
具体实施例方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明作进一步详细说明。
图2所示是本发明提供的射频缓冲放大电路的一个具体实施例，这个电路通常用集成电路来实现。这个电路包括下面的输入管对M3 230和M4 240,上面的输入管对M5 250和M6 260，电感L1 280，电容Cl 2卯，
6开关电容阵列c 200。在本发明中，M3 230和M4 240为NMOS管，M5 250和M6 260为PMOS管。可以通过调整PMOS管和NMOS管的宽长比来调节输出的直流点。通常把PMOS管的W/L设为NMOS的2.5倍，使输出的直流点在VDD/2处，满足部分后续电路对直流点的要求。同时，可以使输出波形上下对称性更好，幅度可以更大。电感L1 280通常用片上螺旋电感实现，也可以外接。电容C1 2卯包括实际的片上电容，也包括四个输入管漏端寄生的电容。电感Ll 280和电容Cl 2卯组成一个谐振网络，谐振点为输入信号的频率。谐振网络对输出信号滤波，使输出频谱更纯。由于LC谐振网络是一个窄带选频网络，因此，通过开关电容阵列C 200实现谐振频率的切换。这样一方面可以使这个放大器在较宽的频带范围内实现放大作用，另一方面，可以补偿工艺偏差带来的谐振频点的漂移。
偏置电路包括偏置电流源10， II，偏置管M1210， M2 220 ，电阻Rl， R2， R3， R4，隔直电容C2， C3， C4， C5。偏置电流源10加在二极管连接的M1 210上，产生一个略高于阈值的偏置电压。这个电压通过Rl， R2分别加到M3 230和M4 240的栅极。为了降低偏置电路的直流功耗，通常偏置管和输入管的W/L设成一定的比例。
在图3中输入差分射频信号通过四个隔直电容分别加在四个输入管的栅极，控制四个输入管的关断与导通。当输入射频信号为正时，流过M3230, M6 260的电流增大，流过M4 240， M5 250的电流减小。各个管子上流过的射频电流方向如图2所示。流过M3 430的射频电流向下，流过M4 240的射频电流向上，流过M5 250的射频电流向上，流过M6 260的射频电流向下。流过M4 240和M6 260的电流沿同一方向流过由电感Ll280，电容C1 290，开关电容阵列C270组成的谐振网络200，再分别经过M3 230和M5 250到达电源VSS和VDD。当输入射频信号幅度足够大时，M3 230， M6 260导通，M4 240， M5 250截止。偏置电流从电源VDD出发，经过M6 260,谐振网络200， M3 230到达电源地VSS，如图4所示。偏置电流通过整个谐振网络200，在谐振网络200两端产生输出电压。当输入射频电压为负时，各个管子上流过的射频信号电流反向，如图5所示。此时，流过M3 230， M6 260的电流减小，流过M4 240， M5 250的电流增大。流过M3 430的射频电流向上，流过M4 240的射频电流向下，流过
7过M6 260的射频电流向上。流过M3 230和M5 250的电流沿同一方向流过由电感L1 280，电容C12卯，开关电容阵列C 270组成的谐振网络200，再分别经过M4 240和M6 260到达电源VSS和VDD。在谐振网络200两端产生输出电压。
从上述具体实施例可以看出，本发明具有以下有益效果-在传统的射频缓冲放大电路中，偏置电流只流过一半的负载谐振网络。而在本发明提供的射频缓冲放大电路中，偏置电流流过整个负载谐振网络。因此，在相同的输出信号摆幅和相同的负载谐振网络下，偏置电流可以减小一半，相应的射频缓冲放大电路的功耗可以减小一半。同时，本发明提供的电路只需要一个R-C谐振网络作负载，而在集成电路中，电感的面积相对其它器件要大很多。因此，本发明提供的电路，在用芯片实现时，可节省近一半的面积。此外，通过调节上下两个输入管的宽长比，可以把输出的直流点设置在VDD/2左右，能满足大部分后继电路的直流点要求，节省隔直电容的面积。
至此已经结合优选实施例对本发明进行了描述。应该理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种其它的改变、替换和添加。因此，本发明的范围不局限于上述特定实施例，而应由所附权利要求所限定。
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权利要求
1. 一种射频信号缓冲放大电路，其特征在于，该电路包括第一管子连接在第一输出节点和第一电源节点之间，它的控制节点与第一输入节点相连；第二管子连接在第二输出节点和第一电源节点之间，它的控制节点与第二输入节点相连；第三管子连接在第一输出节点和第二电源节点之间，它的控制节点与第三输入节点相连；第四管子连接在第二输出节点和第二电源节点之间，它的控制节点与第四输入节点相连；第五管子连接在第一偏置电流源和第一电源节点之间，它的控制节点与第一和第二输入节点相连；第六管子连接在第二偏置电流源和第二电源节点之间，它的控制节点与第三和第四输入节点相连；一电感连接在第一输出节点和第二输出节点之间；一电容连接在第一输出节点和第二输出节点之间；一开关电容阵列连接在第一输出节点和第二输出节点之间。
2. 根据权利要求l所述的射频信号缓冲放大电路，其特征在于第一管子 和第二管子为NMOS管或NPN双极晶体管;第三管子和第四管子为PMOS 管或PNP双极晶体管。
3. 根据权利要求1所述的射频信号缓冲放大器，其特征在于第一输入节 点和第三输入节点连接输入信号的同相端，第二输入节点和第四输入节点 连接输入信号的反相端。
4. 根据权利要求1所述的射频信号缓冲放大器，其特征在于连接在第一输出节点和第二输出节点之间的电容，电感和开关电容阵列组成一谐振网 络，谐振频率为输入信号频率。
5. 根据权利要求1所述的射频信号缓冲放大器，其特征在于第五管子接 受第一偏置电流源的电流，给第一管子和第二管子提供偏置；第六管子接 受第二偏置电流源的电流，给第三管子和第四管子提供偏置。
6. 根据权利要求1所述的射频信号缓冲放大器，其特征在于第一管子，第二管子，第三管子，第四管子它们的直流偏压比管子的阈值电压高50 毫伏 100毫伏，以节省直流功耗。
全文摘要
本发明提供了一种对射频信号进行选频缓冲放大的电路。它由将射频输入电压转换成电流的输入级和具有选频的谐振回路组成。输入级受同一射频信号驱动，在谐振回路两端各产生方向相反的两路电流，这两路电流沿同一方向通过谐振回路。由谐振回路的选频放大以电压形式在谐振回路两端输出。开关电容阵列实现对谐振频点的切换。本发明提供的电路，可节省一半的功耗。同时，在用芯片实现时，可节省近一半的芯片面积。
文档编号H03F3/19GK101465620SQ20071017986
公开日2009年6月24日 申请日期2007年12月19日 优先权日2007年12月19日
发明者阎跃鹏, 高海军 申请人:中国科学院微电子研究所