可调控的表面声波谐振器和过滤器的制作方法

本发明与用于通信系统的可调谐和可调整频率过滤和产生射频信号频率有关。更加具体地，它与可调谐和可调整的有嵌入型电极掺杂区或有抬高型电极掺杂区的压电半导体过滤器有关。

背景技术：

电子系统特别是那些操作在射频（RF）用于通讯应用的系统需要小带通滤波器和振荡器。振荡器用于产生射频信号而带通滤波器用于选择传送或接收在某一带宽（BW）之内特定频率信号。一些例子包括全球性定位系统（GPS），流动电信系统：移动式通信全局系统（GSM），个人通信服务（PCS），万能流动电信系统（UMTS），长期演进技术（LTE）和一些数据传送单位：蓝牙、无线区域网（WLAN），卫星广播和未来交通控制通信。他们也包括用于空中和航天器的其他高频率系统。

有使用不同技术制造出来的带通滤波器和振荡器，(a）基于电介质谐振器的陶瓷过滤器或振荡器，（b）基于表面声波谐振器（SAW）过滤器或谐振器，（c）基于薄膜体声波谐振器（FBAR）过滤振荡器。当系统尺寸有限时，SAW和FBAR都可以使用。通常，SAW设备大量用于频率2GHz以下，而FBARs则在频率2和4GHz之间的系统占优势。用于移动式通信系统例如手机时，RF过滤器的功率需要约为5瓦特或更小，那并不算太大，但对过滤器的尺寸和价格的要求则相当高。因为这个原因并由于大的需求量，手机中的RF过滤器通常用微电子制造方法来制造在压电材料上例如LiNbO₃（用于SAWs）或者AlN（用于FBARs）。

因为本发明与可调谐和可调整的SAW器件相关，在介绍部分只描述在SAW器件。SAW的发展始于1965年，第一个SAW器件制成。早期SAW器件的研究工作主要是履行雷达信号处理的需要。在80年代和90年代，主要开发尝试都集中在用于移动电话的低损耗过滤器上。除应用于过滤器或振荡器之外，SAWs还有另外的应用，即非破坏性的评估、地震学、声学光学、声学显微镜和传感器。一个对在这个领域直到1998年为止的几个主要发展方向的报告发表在“SAW器件的历史”1988 IEEE国际频率控制讨论会，第439–460页，作者为David P.Morgan。最近十年开发了特别是为通信应用的各种各样的SAW结构和创新。这些SAW结构被总结叙述在“用于通信系统的SAW转换器的演变”，2004 IEEE国际超声学、铁电体，及频率控制联合第50周年纪念会议，302–310页，作者Donald C.Malocha。主要SAW结构包括(a)基础和无重负器件，(b)切趾器件，(c)相位编码和各种秤重和(d)单相位单向器件。

用作过滤器的压电材料主要特性是声波传播速度确定了沿电极方向影响带宽的谐振频率和偶合系数。SAW器件的基本原理可以通过考虑一个显示在图1的基本SAW结构来了解，图1显示了现有技术在一个压电基体110上的表面声波过滤器100。SAW100包括输入叉指换能器IDT1120由毗邻电极之间的中心对中心距离控制的一个“叉指间距”和包括输出叉指换能器IDT2150由毗邻电极之间的中心对中心距离控制的那个“叉指间距”。IDT1120连接到一个电信号源130激发声波140以速度v和频率f_o=v/(2x叉指间距)。IDT2150接受声波140并将其转换成输出电信号160。电信号在信号源130除f_o之外的频率在输出终端不可能激发有充足强度的共振声波到达输出叉指换能器IDT2150在输出终端产生一个输出信号。所以，SAW过滤器一旦制造出来，中心传输频率f_o和带宽BW由其型状和材料决定。只有f_o和在带宽BW之内的电信号允许从输入叉指换能器120到达输出叉指换能器150。

声波在压电材料中的速度对设计声滤波器是重要的。以下是几个压电基体的声波速度值：LiNbO₃：～4,000m/s，ZnO：～6,300 m/s, AlN：～10,400m/s， GaN：～7,900m/s。要得到中心频率为f_o=2GHz的LiNbO₃过滤器，声波波长为λ=(4000m/sec)/(2x10⁹/sec)=2x10^-4cm。图1中的电极叉指间距值因此等于1µm。假设电极宽度和毗邻电极之间的距离相等，因此电极宽度为0.5µm。要制造更高频率的IDTs，需要更加先进的光刻工具和更加严格的工艺控制并且/或者必须使用高速度声波压电材料例如ZnO、GaN和AlN。

对于每条通信带言有二个频率：一为传送频率，另一为接收频率，二者经常紧挨彼此。拿移动电话通信作为例子，RF信号频率和带宽是由地区或国家规定并分配。用于移动式通信，目前大约有40个频带或频率范围。更多的在3到6兆赫兹频率范围内的可期望作为下一代长期引伸技术。表1列出几条被选出的用于不同地区或国家的移动式通信频带。在每条频带中有一条传送频带（Tx带）位于f_oTR并有传送带宽（BW_TR）。也有一关联的接受频带（Rx带）位于f_oRE并有接受带宽（BW_RE）。传送带和接受带之间的分离由f_oRE和f_oTR之间的差值给出：f_oRE-f_oTR。这里，f_oTR是传送频带中心频率，而f_oRE是接收频带中心频率。

表1 分配给某些移动手机和基地的频带频率和带宽

Band f_oTR (MHz) BW_TR (MHz) f_oRE (MHz) BW_RE (MHz) f_oRE-f_oTR (MHz) [f_oRE-f_oTR]/f_oTR 地区

1 1920-1980 60 2110-2170 60 190 9.8% 亚洲，欧洲中东非洲，日本

2 1850-1910 60 1930-1990 60 80 4.3% 北美，拉美

3 1710-1785 75 1805-1880 75 95 5.4% 亚洲,，欧洲中东非洲

4 1710-1755 45 2110-2155 45 400 23% 北美，拉美

5 824-849 25 869-894 25 45 5.4% 北美，拉美

7 2500-2570 70 2620-2690 70 120 4.7% 亚洲,，欧洲中东非洲

8 880-915 35 925-960 35 45 5.0% 欧洲中东非洲，拉美

12 699-716 17 729-746 17 30 4.2% 北美

现有多个用于不同国家和地区的无线标准。主要部分简要地叙述于下。

全球移动通讯系统（GSM）是欧洲电信标准学院开发的为用于移动电话的2G数字式手机网络提供协议标准并首先于1992年部署在芬兰。个人通信服务（PCS）描述一套允许终端流动性、个人流动性和服务管理的3G无线通信性能。在加拿大、美国和墨西哥，PCS用于1.9GHz频带（1.850-1.990GHz），用来扩展850MHz频带最初提供的容量（800-894MHz）。这些频带对北美洲是特有的，虽然其他频带也会被使用。通用移动通讯系统（UMTS）是一个以GSM标准为根据的3G移动手机系统网络。UMTS使用宽带码分多址（W-CDMA）无线电通入技术为流动网络操作提供更大頻譜效率和带宽。長期演進技術（LTE）是为移动电话和数据终端的无线通信提供的一个4G标准。它是根据GSM和UMTS的升级版网络技术。不同的LTE频率和频带从大约1GHz到3GHz，用于不同的国家和地区。还未指定的3GHz到6GHz范围内的频带可能会在不久将来被用来为移动式通信增加容量。所以，移动电话必须装备多个带模块来用于不同的国家和地区。

由于用于不同的地区和国家的移动手机的频带数量很大，即使在同一个国家，一个实用的手机需要有覆盖几个频带的RF前端。一个真正的世界电话将需要有大约40条带，其中每一条都有传送带和接受带。因为每个RF过滤器只有一个固定的中心共振频率，因此，这样一个真正的世界电话将需要80个前端过滤器。由于资源局限，有些设计师为选择的地区或国家设计的移动电话手机覆盖5条到10条频带。即使是这个减少了的频带数目，RF过滤器数量的需求还是较大：10个～20个。所以，有强烈需求减少RF过滤器的尺寸和成本，并在保持同样操作频带时减少过滤器的数量，即：使用每个至少覆盖二个频带的可调谐的RF过滤器。如果成功，移动手机和许多其他微波和无线系统过滤器数量可以减少。

因此，开发能覆盖尽可能多个频带或频率范围的RF过滤器，以便可以减少移动电话手机和微波系统RF前端的尺寸和电力消费是理想的。表一列出[f_oRE-f_oTR]/f_oTR值。列出的12条频带中，其中的11条带的[f_oRE-f_oTR]/f_oTR值为10%或者更小：大多数～5%。所以，调谐范围为10%或更多的可调谐的过滤器对通信是很有价值的。

技术实现要素：

本发明的一个目的是提供具有嵌入型正电极掺杂区和负电极掺杂区的可调谐的SAW叉指式换能器，用于无线或微波系统中的SAW RF谐振器，过滤器、振荡器、开关或者双工器，其共振或传输中心频率由加直流电压来调谐，这里，嵌入型正电极掺杂区的掺杂类型与嵌入型负极电极掺杂区的掺杂类型不同。

本发明的另一个目的是提供具有嵌入型正电极掺杂区和负电极掺杂区的可调谐的SAW叉指式换能器，用于无线或微波系统中的SAW RF谐振器，过滤器、振荡器、开关或者双工器，其共振或传输中心频率由加直流电压来调谐，这里，嵌入型正电极掺杂区的掺杂类型与嵌入型负极电极掺杂区的掺杂类型相同。

本发明的再一个目的是提供具有抬高型的正电极掺杂区和负电极掺杂区的可调谐的SAW叉指式换能器，用于无线或微波系统中的SAW RF谐振器，过滤器、振荡器、开关或者双工器，其共振或传输中心频率由加直流电压来调谐，这里，抬高型正电极掺杂区的掺杂类型与抬高型负极电极掺杂区掺杂类型不同。

本发明的还有另一个目的是提供可合调的SAW叉指式换能器有提高的正电极掺杂地区和提高的负电极掺杂区用于SAW RF谐振器，过滤器、振荡器、开关或者双工机其共振或传输中心频率由加直流电压来调谐，这里，抬高型正电极掺杂区的掺杂类型是与抬高型负极电极掺杂区的掺杂类型相同。

实现上述本发明目的一及目的二的技术方案如下所述：

一个用于表面声波器件的频率可调谐的SAW叉指换能器IDT结构，具有嵌入型电极掺杂区，包括：

-一个支持基体有支持基体厚度；

-第一压电层有第一压电层厚度位于前述支持基体上；

-多个正电极掺杂区在前述第一压电层埋置，前述正电极掺杂区是压电半导体具有第一掺杂类型；

-多个负电极掺杂区在前述第一压电层埋置，前述负电极掺杂区是压电半导体具有第二掺杂类型，每个前述负电极掺杂区位于二个毗邻正电极掺杂区之间；

-多个金属正电极手指连接到一个正电极垫，每个前述金属正电极手指位于对应的一个嵌入型正电极掺杂区之上；

-多个金属负电极手指连接到一个负电极垫，每个前述金属负电极手指位于对应的一个嵌入型负电极掺杂区之上；

-一个DC偏压通过阻拦感应器连接到前述IDT，通过调谐和调整与前述正电极手指和负电极手指相关的负荷质量和金属化比率，来调谐和调整前述IDT激发或接受的表面声波的频率；

毗邻前述正电极手指和前述负电极手指间的中心对中心距离，或者毗邻前述正电极掺杂区和前述负电极掺杂区间的中心对中心距离，被控制到叉指间距b，而前述正电极垫和负电极垫连接到一个电信号来源或到信号接收器来激发或接受表面声波。

前述支持基体材料从以下材料中挑选：LiNbO₃、LiTaO₃、PZT、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs、Al₂O₃、BaTiO₃、石英和KNbO₃、Si、蓝宝石、玻璃和塑料。

前述第一压电层材料从以下压电材料中挑选：LiNbO₃、LiTaO₃、ZnO、AlN、GaN、AlGaN、GaAs、AlGaAs和其他，只要他们具有压电特性和足够高的声耦合系数。

前述嵌入型正电极掺杂区和前述嵌入型负电极掺杂区材料从以下物质中挑选：AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs，AlAs、AlGaAs和其他，只要它们具有压电特性和足够高的声耦合系数，是半导体，并且可以掺杂成n型或p型传导，优选掺杂浓度在10¹⁴到10²¹cm^-3的范围内，更优选在10¹⁵到10²⁰cm^-3的范围内。

前述正电极掺杂区的前述第一掺杂类型与前述负电极掺杂区的前述第二掺杂类型相反，并且前述DC偏压是通过前述阻拦感应器加在前述正电极垫和前述负电极垫之间来调谐和调整前述表面声波频率。

前述嵌入型正电极掺杂区和前述嵌入型负电极掺杂区厚度优选控制在10到2000nm的范围内，更优选在20到1000nm的范围内。

前述正电极手指和前述负电极手指材料从以下材料中挑选：Ti、Al、W、Pt、Mo、Cr、Pd、Ta、Cu、Au、Ni、Ag、Ru、Ir以及他们的合金，而前述正电极手指和负电极手指厚度优选在10到400nm的范围内，更优选在20到300nm的范围内，决定于操作频率和调谐范围的要求。

前述IDT进一步包括一温度补偿层，有温度补偿层厚度来补偿和减少由于温度变化引起的频率漂移。

前述换能器IDT结构进一步包括一下电极层夹在前述第一压电层和前述支持基体中间，前述第一掺杂类型与前述第二掺杂类型相同，前述DC偏压通过前述阻拦感应器加在前述正电极垫、前述负电极垫和前述下电极层之间来调谐和调整前述表面声波频率。

前述换能器IDT结构进一步包括一个重掺杂层在前述嵌入型负电极掺杂区之上和另一个重掺杂层在前述嵌入型负电极掺杂区之上来减少接触电阻。

前述频率可调谐的SAW叉指换能器IDT结构是一种可调谐输入叉指换能器用来接收RF信号并产生表面声波。

前述频率可调谐的SAW叉指换能器IDT结构是一种可调谐的输出叉指换能器用来接收表面声波并将其转换成RF信号。

前述频率可调谐的SAW叉指换能器IDT结构是一台可调谐的表面声波反射器。

实现上述本发明目的三和目的四的技术方案如下所述：

一个用于表面声波器件的频率可调谐的SAW叉指换能器IDT结构，具有抬高型电极掺杂区，包括：

-一个支持基体有支持基体厚度；

-第一压电层有第一压电层厚度；

-多个抬高型的正电极掺杂区位于前述第一压电层之上，前述抬高型正电极掺杂区是压电半导体具有第一掺杂类型；

-多个抬高型负电极掺杂区位于前述第一压电层之上，前述抬高型负电极掺杂区是压电半导体有第二掺杂类型，每个前述抬高型负电极掺杂区位于二个毗邻抬高型正电极掺杂区之间；

-多个金属正电极手指连接到一个正电极垫，每个前述金属正电极手指位于对应的一个抬高型正电极掺杂区上之上；

-多个金属负电极手指连接到一个负电极垫，每个前述金属负电极手指位于对应的一个抬高型负电极掺杂区之上；并且

-一个DC偏压通过阻拦感应器连接到前述IDT，通过调谐和调整与前述正电极手指和负电极手指相关的负荷质量和金属化比率，来调谐和调整前述IDT激发或接受表面声波的频率；

毗邻前述正电极手指和前述负电极手指间的中心对中心距离，或者毗邻前述正电极掺杂区和前述负电极掺杂区之间的中心对中心距离控制到叉指间距b，而前述正电极垫和负电极垫连接到一个电信号来源或到信号接收器来激发或接受表面声波。

前述支持基体材料从以下材料中挑选：LiNbO₃、LiTaO₃、PZT、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs、Al₂O₃、BaTiO₃、石英和KNbO₃、Si、蓝宝石、玻璃和塑料。

前述第一压电层材料从以下压电材料中挑选：LiNbO₃、LiTaO₃、ZnO、AlN、GaN、AlGaN、GaAs、AlGaAs和其他，只要它们具有压电特性和足够高的声耦合系数。

前述抬高型正电极掺杂区和前述抬高型负电极掺杂区材料从以下物质中挑选：AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs，AlAs、AlGaAs和其他，只要它们具有压电特性和足够高的声耦合系数，是半导体，并且可以掺杂成n型或p型传导，优选掺杂浓度在10¹⁴到10²¹cm^-3的范围内，更优选在10¹⁵到10²⁰cm^-3的范围内。

前述抬高型正电极掺杂区的前述第一掺杂类型与前述抬高型负电极掺杂区的前述第二掺杂类型相反，并且前述DC偏压是通过前述阻拦感应器加在前述正电极垫和前述负电极垫之间来调谐和调整前述表面声波频率。

前述抬高型正电极掺杂区和前述抬高型负电极掺杂区厚度优选控制在10到2000nm的范围内，更优选在20到1000nm的范围内。

前述正电极手指和前述负电极手指材料从以下材料中挑选：Ti、Al、W、Pt、Mo、Cr、Pd、Ta、Cu、Au、Ni、Ag、Ru、Ir以及他们的合金，而前述正电极手指和负电极手指厚度优选在10到400nm的范围内，更优选在20到300nm的范围内，决定于操作频率和调谐范围的要求。

前述换能器IDT结构进一步包括一温度补偿层有温度补偿层厚度来补偿和减少由于温度变化引起的频率漂移。

前述换能器IDT结构进一步包括一下电极层夹在前述第一压电层和前述支持基体中间，前述第一掺杂类型与前述第二掺杂类型相同，和前述DC偏压通过前述阻拦感应器加在前述正电极垫、前述负电极垫和前述下电极层之间来调谐和调整前述表面声波频率。

前述换能器IDT结构进一步包括一个重掺杂层在前述抬高型负电极掺杂区之上和另一个重掺杂层在前述抬高型负电极掺杂区之上，来减少接触电阻。

前述频率可调谐的SAW叉指换能器IDT结构是一种可调谐输入输入叉指换能器用来接收RF信号和产生表面声波。

前述频率可调谐的SAW叉指换能器IDT结构是是一种可调谐输出叉指换能器用来接受表面声波并将其转换成RF信号。

前述频率可调谐的SAW叉指换能器IDT结构是一台可调谐的表面声波反射器。

附图说明

图1显示一个现有技术表面声波过滤器（100）的概要图，在一个压电基体上有一个输入叉指式换能器IDT1来激发表面声波和一个输出叉指式换能器IDT2来接收表面声波并将其转换成输出电信号。

图2A显示了根据本发明所提供的可调谐频率的SAW过滤器（200a）的概要顶视图。输入叉指式换能器IDT1连接到一个输入DC偏压来调整激发表面声波频率，而输出叉指式换能器IDT2则连接到一个输出DC偏压来调整接收表面声波频率。

图2B显示了根据本发明所提供的可调谐频率的SAW过滤器（200b）的概要顶视图。输入叉指式换能器IDT1连接到一个输入DC偏压来调整激发表面声波频率，而输出叉指式换能器IDT2则连接到一个输出DC偏压来调整接收表面声波频率。

图2C是图2A或图2B中可调谐的SAW过滤器（200a）或（200b）沿着A-A’线的概要横截图，显示了具有一个嵌入型输入正电极掺杂区和一个嵌入型输入负电极掺杂区的输入叉指式换能器IDT1的一部分，没有输入DC偏压。

图2D是图2A或图2B中可调谐的SAW过滤器（200a）或（200b）沿着B-B’线的概要横截图，显示了具有一个嵌入型输出正电极掺杂区和一个嵌入型输出负电极掺杂区的输出叉指式换能器IDT2的一部分，没有输出DC偏压。

图2E是图2A或图2B中可调谐的SAW过滤器（200a）或（200b）沿着A-A’线的概要横截图，显示了具有嵌入型输入正电极掺杂区和负电极掺杂区的输入叉指式换能器IDT1的一部分。第一输入DC偏压V_DC1被用来产生输入正电极耗尽层和输入负电极耗尽层，减少与电极掺杂中性区有关的质量负荷和增加激发表面声波的频率。

图2F是图2A或图2B中可调谐的SAW过滤器（200a）或（200b）沿着B-B’线的概要横截图，显示了具有嵌入型输出正电极掺杂区和负电极掺杂区的输出叉指式换能器IDT2的一部分。第一输出DC偏压V_DC1’被用来产生输出正电极耗尽层和输出负电极耗尽层，减少与电极掺杂电中性区有关的质量负荷和增加接收表面声波的频率。

图2G显示了具有嵌入型输入正电极掺杂区和负电极掺杂区的输入叉指式换能器IDT1的一部分的概要横截图。第二输入DC偏压V_DC2被用来产生具有更大的厚度的输入正电极耗尽层和输入负电极耗尽层，以便进一步减少与电极掺杂耗尽层有关的质量负荷和进一步增加激发表面声波的频率。

图2H显示了具有嵌入型输出正电极掺杂区和负电极掺杂区的输出叉指式换能器IDT2的一部分的概要横截图。第二输出DC偏压V_DC2’被用来产生具有更大的厚度的输出正电极耗尽层和输出负电极耗尽层，以便进一步减少与电极掺杂耗尽层有关的质量负荷和进一步增加接收表面声波的频率。

图2I显示了具有一温度补偿层的输入叉指式换能器IDT1的一个剖面图，该温度补偿层被用来减少与温度变化相关的表面声波频率变化。

图3A给出了具有高N_D和高N_A时电场ξ(x)对距离的变化，显示出第一压电层中有一个基本上恒定的电场。电场在电极耗尽层中的减少具有一个与电离杂质浓度N_A成正比的相对大的斜率。

图3B显示了具有低N_D和低N_A时电场对距离的变化。随DC偏压的变化ΔV_DC1，图中电极耗尽层的变化ΔW_N和ΔW_P较之图 3A中的具有更高掺杂浓度时的变化更大。

图4A给出具有嵌入型电极掺杂区的IDT1的概要横截图，定性显示了电极耗尽层厚度的变化：电极耗尽层厚度减少至耗尽层的中心地区。不均匀的电极耗尽层厚度可能导致不均匀的质量负荷。

图4B显示了IDT1的概要横截图，其嵌入型输入电极掺杂区具有相同的参杂类型。一个底部电极层和一个不同的输入DC偏压安排被用来调整IDT1的频率。

图4C显示了IDT2的概要横截图，其嵌入型输出电极掺杂区具有相同的参杂类型。一个底部电极层和一个不同的输出DC偏压安排被用来调整IDT2的频率。

图5A是图 2A或图2B中可调谐的SAW过滤器（200a）或（200b）沿着A-A’线的概要横截图，显示了输入叉指式换能器IDT1的一部分。该换能器具有抬高型输入正电极掺杂区和负电极掺杂区来提高质量负荷作用。

图5B给出了图 2A或图2B中可调谐的SAW过滤器（200a）或（200b）沿着B-B’线的概要横截图，显示了输出叉指式换能器IDT2的一部分。该换能器具有抬高型输出正电极掺杂区和负电极掺杂区来提高质量负荷作用。

图5C显示了具有抬高型输入电极掺杂区的可调谐SAW输入叉指式换能器IDT1的概要横截图。第一输入DC偏压V_DC1被用来产生输入正电极耗尽层和输入负电极耗尽层，减少与电极掺杂中性区有关的质量负荷和增加激发表面声波的频率。

图5D给出了具有抬高型输出电极掺杂区的可调谐SAW输出叉指式换能器IDT2的概要横截图。第一输出DC偏压V_DC1’被用来产生输出正电极耗尽层和输出负电极耗尽层，减少与电极掺杂中性区有关的质量负荷和增加接收表面声波的频率。

图5E给出了具有抬高型输入电极掺杂区的可调谐SAW输入叉指式换能器IDT1的概要横截图。第二输入DC偏压V_DC2被用来产生一个增加了的输入正电极耗尽层和一个增加了的输入负电极耗尽层，进一步减少与电极掺杂中立区有关的质量负荷和进一步增加激发表面声波的频率。

图5F给出了具有抬高型输出电极掺杂区的可调谐SAW输出叉指式换能器IDT2的概要横截图。第二输出DC偏压V_DC2’被用来产生一个增加了的输出正电极耗尽层和一个增加了的输出负电极耗尽层，进一步减少与电极掺杂中立区有关的质量负荷和进一步增加接收表面声波的频率。

图6A是IDT1的一个概要横截图，其抬高型输入电极掺杂区具有相同的参杂类型。一个底部电极层和一个不同的输入DC偏压安排被用来调整IDT1的频率。

图6B是IDT2的一个概要横截图，其嵌入型输出电极掺杂区具有相同的参杂类型。一个底部电极层和一个不同的输出DC偏压安排被用来调整IDT2的频率。

图6C是IDT1的一个概要横截图，其抬高型输入电极掺杂区具有相同的参杂类型和一个底部电极层。一个温度补偿层被用来减少不必要的表面声波频率随温度的变化。

图7A是一张显示可调谐 SAW过滤器IDT的阻抗转移的概要图。当偏压值增加，谐振频率增加。曲线1对应的是V_DC1，曲线2对应V_DC2和曲线3对应V_DC3。

图7B是使用图2A或图2B的可调谐叉指式换能器IDT1和IDT2来构成的可调谐SAW过滤器的传输特征的变化的概要图。在V_DC1DC偏压下，传输变化由曲线1给出，当DC偏压增加到V_DC2时，传输变化有所改变并由曲线2给出。

图8显示一具有输入电极垫，输入电极手指，输入电极掺杂区的可调谐输入SAW反射器的概要顶视图，DC偏压被用来控制MR和ML以及反射表面声波频率。

附图标记说明

图1

压电基体110

表面声波过滤器100

输入叉指换能器IDT1 120

输出叉指换能器IDT2 150

电信号源130

声波140

输出电信号160

图2A 至图4C

SAW过滤器200a，200b

支持基体210S

支持基体厚度210St

第一压电层210

第一压电层厚度210t

输入叉指式换能器IDT1 220

输入正电极垫220PM

输入负极电极垫220NM

输入正电极垫掺杂区220DP

输入负电极垫掺杂区220DN

输入正电极掺杂区DP-1，DP-2，DP-3

输入正电极掺杂区宽度DP-1w或a

输入正电极掺杂区厚度DP-1t

输入负电极掺杂区DN-1，DN-2，DN-3

输入负电极掺杂区宽度DN-1w或a

输入负电极掺杂区厚度DN-1t

输入正电极手指220P-1，220P-2，220P-3

输入正电极手指宽度220P-1w或m

输入正电极手指厚度220P-1t

输入负电极电极手指220N-1，220N-2，220N-3

输入负电极手指宽度220N-1w或m

输入负电极手指厚度220N-1t

输入电极间距区220S-1

输入电极间距区宽度220S-1w

叉指间距220NS-1w或b

输入电极掺杂区间距DNP-1a或DNP-1b

输入电极掺杂区间距宽度（DNP-1aw或DNP-1bw或者c），（DNP-1v1aw或DNP-1v1bw），（DNP-1v2aw或DNP-1v2bw）

输入正电极耗尽区（DP-1d1），（DP-1d2）

输入正电极耗尽区厚度（DP-1d1t），（DP-1d2t）

输入负电极耗尽区（DN-1d1），（DN-1d2）

输入负电极耗尽区厚度（DN-1d1t），（DN-1d2t）

输入正电极掺杂中性区（DP-1v1），（DP-1v2）

输入负电极掺杂中性区（DN-1v1），（DN-1v2）

输入正电极掺杂中性区厚度（DP-1v1t，DP-1v2t）

输入正电极掺杂中性区宽度（DP-1v1w，DP-1v2w）

输入负电极掺杂中性区厚度（DN-1v1t，DN-1v2t）

输入负电极掺杂中性区宽度（DN-1v1w，DN-1v2w）

电信号源V_in 230

表面声波240

输出叉指式换能器IDT2 250

输出正电极垫250PM

输出负电极垫250NM

输出正电极垫掺杂区250DP

输出负电极垫掺杂区250DN

输出正电极掺杂区DP-1',DP-2',DP-3'，DP-1'v1

输出正电极掺杂区宽度（DP-1’w或a'）

输出正电极掺杂区厚度（DP-1’t）

输出负电极掺杂区DN-1',DN-2',DN-3'，DN-1'v1

输出负电极掺杂区宽度（DN-1’w或a'）

输出负电极掺杂区厚度（DN-1’t)

输出正电极手指250P-1、250P-2，250P-3

输出正电极手指宽度（250P-1w或m'）

输出正电极手指厚度（250P-1t）

输出负电极手指250N-1, 250N-2,250N-3

输出负电极手指宽度（250N-1w或m'）

输出负电极手指厚度（250N-1t）

输出电极间距区（250S-1）

输出电极间距区宽度（250S-1w）

叉指间距（250NS-1w或b'）

输出电极掺杂区间距（DNP-1'a或DNP-1'b）

输出电极掺杂区间距宽度（DNP-1'aw或DNP-1'bw或者c’），（DNP-1'v1aw或DNP-1'v1bw），（DNP-1'v2aw或DNP-1'v2bw）

输出正电极耗尽区（DP-1'd1，DP-1'd2）

输出正电极耗尽区厚度（DP-1'd1t，DP-1'd2t）

输出负电极耗尽区（DN-1’d1，DN-1'd2）

输出负电极耗尽区厚度（DN-1'd1t，DN-1'd2t）

输出正电极掺杂中性区（DP-1'v1，DP-1'v2）

输出正电极掺杂中性区厚度（DP-1'v1t,DP-1'v2t）

输出正电极掺杂中性区宽度（DP-1v1'w，DP-1'v2w）

输出负电极掺杂中性区（DN-1'v1，DN-1'v2）

输出负电极掺杂中性区厚度（DN-1'v1t，DN-1'v2t）

输出负电极掺杂中性区宽度（DN-1'v1w，DN-1'v2w）

输出电阻260

中心距离200D

输入正阻拦感应器（LP-1）

输入负阻拦感应器（LN-1）

输出正阻拦感应器（LP-1’）

输出负阻拦感应器（LN-1’）

温度补偿层280

温度补偿层厚度280t

底部电极层210BM

底部电极层厚度210BMt

图5A-7B

输入正电极掺杂区（EP-1）

输入电极掺杂区宽度（EP-1w）

输入正电极掺杂区厚度（EP-1t）

输入负电极掺杂区（EN-1）

输入负电极掺杂区宽度（EN-1w）

输入负电极掺杂区厚度（EN-1t）

输入正电极手指（220P-1）

输入正电极手指宽度（220P-1w或m）

输入正电极手指厚度（220P-1t）

输入正电极掺杂区（EP-1）

输入负电极掺杂区（EN-1）

输入负电极手指（220N-1）

输入负电极手指宽度（220N-1w或m）

输入负电极手指厚度（220N-1t）

输入负电极掺杂区宽度（EN-1w）

输入负电极掺杂区（EN-1）

输入电极掺杂区间距（ENP-1a和ENP-1b），（ENP-1'a和ENP-1'b）

输入电极掺杂区间距宽度（ENP-1aw，ENP-1bw），（ENP-1'aw，ENP-1'bw）

输入电极间距区（220S-1）

输入电极间距区宽度（220S-1w或c）

输出电极间距区（250S-1）

输出电极间距区宽度（250S-1w或c'）

叉指间距（220NS-1w或b），（250NS-1w或b'）

输出正电极掺杂区（EP-1'）

输出正电极掺杂区宽度（EP-1'w）

输出正电极掺杂区厚度（EP-1't）

输出负电极掺杂区（EN-1'）

输出负电极掺杂区宽度（EN-1'w）

输出负电极掺杂区厚度（EN-1't）

输入正电极垫220PM

输入负电极垫220NM

输入正阻拦感应器（LP-1）

输入负阻拦感应器（LN-1）

输入负电极耗尽区（EN-1dv1，EN-1dv2）

输入负电极耗尽区厚度（EN-1dv1t，EN-1dv2t）

输入正电极耗尽区（EP-1dv1，EP-1dv2）

输入正电极耗尽区厚度（EP-1v1t，EP-1dv2t）

输入正电极掺杂中性区（EP-1v1，EP-1v2）

输入正电极掺杂中性区厚度（EP-1v1t，EP-1v2t）

输入负电极掺杂中性区（EN-1v1，EN-1v2）

输入负电极掺杂中性区厚度（EN-1v1t，EN-1v2t）

正和负电极掺杂区厚度（EP-1t,EP-1't,EN-1t,EN-1't）

输出正阻拦感应器（LP-1'）

输出负阻拦感应器（LN-1'）

输出负电极耗尽区（EN-1'dv1，EN-1'dv2）

输出负电极耗尽区厚度（EN-1'dv1t，EN-1'dv2t）

输出正电极耗尽区（EP-1'dv1，EP-1'dv2）

输出正电极耗尽区厚度（EP-1'dv1t，EP-1'dv2t）

输出正电极掺杂中性区（EP-1'v1，EP-1'v2）

输出正电极掺杂中性区厚度（EP-1'v1t，EP-1'v2t）

输出负电极掺杂中性区（EN-1'v1，EN-1'v2）

输出负电极掺杂中性区厚度（EN-1'v1t，EN-1'v2t）

底部电极层210BM

底部电极层厚度210BMt

温度补偿层280

温度补偿层厚度280t

输出电极手指（250N-1，250P-1）

图8

输入反射器290I

输入正电极垫290PM

输入负电极垫290NM

输入正电极掺杂区（DPR-1，DPR-2，DPR-3）

输入正电极手指（290P-1，290P-2，290P-3）

输入负电极掺杂区（DNR-1，DNR-2，DNR-3）

输入负电极手指（290N-1，290N-2，290N-3）。

具体实施方式

本发明提供用于SAW设备，例如SAW过滤器的可调谐和可调整频率的表面声波 (SAW) 叉指式换能器 (IDT) 和反射器的二个主要结构。

可调谐SAW叉指式换能器和过滤器：

本发明提供的可调谐频率SAW IDTs的两个主要结构：一个具有嵌入型电极掺杂区而另一个具有抬高型的电极掺杂区，会利用图2A和2B中的SAW过滤器来描述。图2A显示了一个在支持基体210S上的第一压电层210上的可调谐和可调整频率的表面声波（SAW）过滤器200a的概要顶视图。SAW过滤器200a包括一个输入叉指式换能器IDT1 220，在一输入正电极垫掺杂区220DP上，有一输入正电极垫220PM连接金属输入正电极手指（220P-1、220P-2，220P-3），在一输入负极电极垫掺杂区220DN上，有一输入负极电极垫220NM连接金属输入负电极电极手指（220N-1、220N-2，220N-3）。每一个输入正电极手指（220P-1、220P-2，220P-3）坐落在各自的输入正电极掺杂区（DP-1、DP-2，DP-3）上，每一个输入负电极手指（220N-1、220N-2，220N-3）在各自的输入负电极掺杂区（DN-1、DN-2，DN-3）上。毗邻的输入正电极手指和输入负电极手指之间中心对中心距离被控制为“叉指间距或b”。同样，毗邻的输入正电极手指掺杂区和输入负电极手指掺杂区之间的中心对中心距离也被控制到“叉指间距或b”。输入正电极掺杂区（DP-1、DP-2和DP-3）是掺杂压电半导体，具有第一输入掺杂类型（p类型或n类型）和掺杂浓度，同时输入负电极掺杂区（DN-1, DN-2和DN-3）也是掺杂压电半导体，具有第二输入掺杂类型（与第一输入掺杂类型相反）和掺杂浓度。该输入正电极垫220PM和输入负电极垫220NM连接到一个电信号源V_in230来激发频率为f≈v/(2x b)的表面声波240，v是表面声波240的速度。

SAW过滤器200a也包括一个输出叉指式换能器IDT2 250，有一输出正电极垫250PM在一输出正电极垫掺杂区250DP上并连接金属输出正电极手指（250P-1、250P-2，250P-3），和一输出负电极垫250NM在一输出负电极垫掺杂区250DN上并连接金属输出负电极手指（250N-1, 250N-2,250N-3）。每一个输出正电极手指（250P-1、250P-2，250P-3）坐落在各自的输出正电极掺杂区（DP-1',DP-2',DP-3'）上，每一个输出负电极手指（250N-1, 250N-2, 250N-3）在各自的输出负电极掺杂区（DN-1',DN-2',DN-3'）上。毗邻的输出正电极手指和输出负电极手指之间中心对中心距离被控制为叉指间距或b'。同样，毗邻的输出正电极手指掺杂区和输出负电极手指掺杂区之间的中心对中心距离也被控制为叉指间距或b'。这里，叉指间距b'选择与输入叉指式换能器220的叉指间距b相等。输出正电极掺杂区（DP-1', DP-2'和DP-3'）是掺杂压电半导体，具有第一输出掺杂类型（p类型或n类型）和掺杂浓度，同时，输出负电极掺杂区（DN-1',DN-2'和DN-3'）也是掺杂压电半导体，具有第二输出掺杂类型（与第一输出掺杂类型相反）和掺杂浓度。该输出正电极垫250PM和输出负电极垫250NM连接到一个输出电阻260来接收表面声波240并且将其转换成横跨在输出电阻器R260上的输出电信号V_out。

输入叉指换能器220和输出叉指换能器250被IDT中心对中心距离200D隔开。输入电极掺杂区宽度“a”被保持为基本上与叉指间距“b”的一半相等。而输出电极掺杂区宽度“a’”被保持为基本上与叉指间距“b’”的一半相等（b'=b）并且等于输入电极掺杂区宽度“a”，因此毗邻输出电极掺杂区的间距“c’”也与叉指间距（b’=b）的一半基本上相等。输入电极手指宽度“m”被选择与输出电极手指宽度“m’”相同且“m”和“m’”不比电极掺杂区宽度“a”和“a’”大。

输入DC偏压V_DC通过阻拦电感器（LN-1）和（LP-1）连接到输入叉指换能器IDT1 220来调谐和调整IDT1所激发表面声波频率。输出DC偏压V’_DC通过阻拦电感器（LN-1’）和（LP-1’）连接到输出叉指换能器IDT2 250来调谐和调整IDT2所接收或探测的表面声波频率。输入DC偏压V_DC的数值最好选择和输出DC偏压V’_DC相同来达到同步调谐和频率调整。叉指间距“b”的值在设计和制造SAW器件时候选定，所激发和传播的表面声波波长为：λ= 2b。所以，根据本发明，SAW叉指换能器IDT1所激发表面声波频率首先决定于设计和制造并且可用DC偏压V_DC来调整。同样，由输出叉指换能器IDT2所接收或探测的表面声波频率也取决于设计和制造并且可用DC偏压V’_DC来调整。λ的值与表面声波240的速度v一起决定一个表面声波的独特的激发、传播和探测的中心频率f=v/λ。

根据本发明，第一压电层210的材料从一组压电材料中挑选，包括：LiNbO₃、LiTaO₃、ZnO、AlN、GaN、AlGaN、GaAs、AlGaAs等等。拿其中一个很好开发了的压电基体LiNbO₃为例，声波速度v是大约4,000 m/sec。要获得中央频率fo=2GHz的过滤器，声波波长是λ=(4000 m/sec)/(2x10⁹/sec)=2x10^-4cm。叉指间距值（b，b'）在上述例子是1µm。假设电极掺杂区宽度（a、a'）和毗邻电极掺杂区间的距离（c，c'）是相等的，那么电极掺杂区宽度则是0.5µm。为了制造用于SAWs的更高频率的IDTs，需要更加先进的光刻工具和更加精确的制程控制。

支持基体210S从如下一组材料中挑选：LiNbO₃、LiTaO₃、PZT、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs、Al₂O₃、BaTiO₃、石英、KNbO₃、Si、蓝宝石、玻璃和塑料。支持基体210S的厚度210St通过考虑机械强度、热量散逸和声波特性的要求来选择。当第一压电层210的材料与支持基体210S相同时，它们可以被结合为一个单一的压电基体。

输入正电极掺杂区（DP-1、DP-2，DP-3）和输入负电极掺杂区（DN-1、DN-2，DN-3）的材料从如下一组压电半导体中挑选：AlN，GaN，AlGaN，ZnO，GaAs，AlAs，AlGaAs和其他，只要他们有足够的声耦合系数和压电性，是半导体，并且可以掺杂成n类型和/或p类型导电性。

输入正电极手指（220P-1、220P-2，220P-3），输入负电极手指（220N-1、220N-2，220N-3)，输入正电极垫（220PM）和输入负电极垫（220NM）的材料从一组金属中挑选：Ti、Al、W、Pt、Mo、Cr、Pd、Ta、Cu、Au、Ni、Ag、Ru、Ir和其他金属以及他们的组合。输出正电极手指（250P-1、250P-2， 250P-3），输出负电极手指（250N-1、250N-2，250N-3），输出正电极垫（250PM）和输出负电极垫（250NM）的材料从同一组金属和金属合金中挑选，以便它们有同样的电子特性，并且可以在同一沉积步骤中来完成。

另外，在输入叉指电极IDT1 220左边和输出叉指电极IDT2 250右边沉积周期性金属栅格来作为反射器以便减少表面声波能量不必要的损失。为了简化的原因，这些周期性金属栅格在图2A和2B没有显示，反射器将分开来在图8中描述。虽然在图2A和图2B中的IDT1 220和IDT2 250仅显示了三对电极手指，我们了解到在实用SAW器件中，为了得到需要的性能，电极手指的数量经常很大。根据本发明，SAW设备的IDT1和IDT2对表面声波频率调谐和调整是通过控制和调整DC偏压V_DC和V’_DC的大小和极性来达到。

应注意，显示在图2A的SAW结构200a对频率的调谐和调整的作用完全可能用显示在图2B的另一个SAW结构200b来实施。图2B显示一个可调谐和可调整的SAW过滤器200b的概要顶视图，有一个输入叉指换能器IDT1 220和一个输出叉指换能器IDT2 250在一个支持基体210S上的第一压电层210上。SAW过滤器200b包括一个输入负电极垫220NM，一个输入正电极垫220PM，一个输出负电极垫250NM和一个输出正电极垫250PM直接沉积在第一压电层210上。除了缺少图2A中的（220DP，220DN）和（250DP，250DN），图2B的其他元素和部件和图2A的相同。虽然图2B中的IDT1和IDT2上仅显示了三对电极手指，在实际SAW设备，为了得到需要的性能，电极手指的数量经常很大。

输入DC偏压V_DC通过阻拦电感器（LN-1）和（LP-1）连接到输入叉指换能器IDT1 220来调谐和调整IDT1所激发的表面声波频率。输出偏压V’_DC通过阻拦电感器（LN-1’）和（LP-1’）连接到输出叉指换能器IDT2 250来调谐和调整IDT2所接收或探测的表面声波频率。V_DC的值最好选择和V’_DC相同，来达到同步调谐和调整频率。与在图2A中200a相同，在200b中，在输入叉指电极IDT1的左边和输出叉指电极IDT2的右边沉积周期性金属栅格作为反射器，来减少表面声波能量不必要的损失。因为简化的原因，这些周期性金属栅格没有显示在图2B中，会在图8中描述。根据本发明，SAW器件的IDT1和IDT2对表面声波频率调谐和调整是通过控制和调整DC偏压V_DC和V’_DC的大小和极性来达成的。

有嵌入电极掺杂区的IDTs：

图2C是图 2A或图2B中可调谐的SAW过滤器（200a）或（200b）沿着A-A’线的概要横截图，显示了具有嵌入型输入电极掺杂区的输入叉指式换能器IDT1。它显示了在有第一压电层厚度210t的第一压电层210和有支持基体厚度210St的支持基体210S上的IDT1 220的一部分。输入正电极掺杂区（DP-1）具有输入第一掺杂类型（可能是p类型或n类型）和掺杂浓度（N_D对n类型或N_A对p类型），在第一压电层210中埋置。该输入正电极掺杂区（DP-1）有一个输入正电极掺杂区宽度（DP-1w或a），和一个输入正电极掺杂区厚度（DP-1t），在第一压电层210中通过杂质扩散或掺杂，例如离子注入和热处理来形成。一个输入正电极手指（220P-1）沉积并对齐在输入正电极掺杂区（DP-1）的顶部，具有一个输入正电极手指宽度（220P-1w或m）和一个输入正电极手指厚度（220P-1t）。输入负电极掺杂区（DN-1）具有输入第二掺杂类型（与输入第一掺杂类型相反）和掺杂浓度(N_D对n类型或N_A对p类型），在第一压电层210中埋置。该输入负电极掺杂区（DN-1）有一个输入负电极掺杂区宽度（DN-1w或a）和一个输入负电极掺杂区厚度（DN-1t），在第一压电层210中通过杂质扩散或掺杂来形成。一个输入负电极手指（220N-1）沉积并对齐在输入负电极掺杂区（DN-1）的顶部，具有一个输入负电极手指宽度（220N-1w或m）和一个输入负电极手指厚度（220N-1t）。

输入正电极手指（220P-1）和输入负电极手指（220N-1）之间的距离定义了一个输入电极间距区（220S-1），有一个输入电极间距区宽度（220S-1w）。叉指间距（220NS-1w或b）等于输入负电极手指宽度（220N-1w或m）和输入电极间距区宽度（220S-1w）的总和，并且它也等于（220PS-1w）。输入正电极掺杂区和毗邻输入负电极掺杂区之间的距离定义了一个输入电极掺杂区间距（DNP-1a或DNP-1b），具有一个输入电极掺杂区间距宽度（DNP-1aw或DNP-1bw或者c）。激发表面声波240的波长λ与叉指间距的值的二倍基本上相等：2x(220NS-1w)=2x(220PS-1w)=2b。因此，激发表面声波频率：f=v/2b，这里v是输入叉指换能器IDT1电极之下表面声波在第一压电层210中的速度。

值得注意的是，上面描述的频率是在理想情况下获得的，即，输入正负电极手指的质量等于零，并且输入正负电极掺杂区的质量也等于零。在理想条件下，输入正负电极手指和输入电极掺杂区的质量负荷作用是微不足道的。以后将提供更多对质量负荷作用的描述。

支持基体210S的材料从如下一组物质中挑选：LiNbO₃、LiTaO₃、PZT、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs、Al₂O₃、BaTiO₃、石英、KNbO₃、Si、蓝宝石、玻璃和塑料。支持基体的厚度210St通过考虑机械强度、热量散逸和声学特性的要求来选择。第一压电层210的材料从一组物质中挑选包括：LiNbO₃、LiTaO₃、PZT、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs、BaTiO₃、石英和KNbO₃，只要它们是具有足够大的耦合系数的压电材料。当第一压电层210的材料选择成和支持基体210S的材料相同，两者可以被结合成一个单一压电基体。输入正电极掺杂区（DP-1）和输入负电极掺杂区（DN-1）的材料从一组压电半导体中挑选，包括：AlN，GaN，AlGaN，ZnO，GaAs，AlAs，AlGaAs，只要它们是具有足够大的声耦合系数的压电材料，半导体，并且可以掺杂成n类型和p类型导电性。

在输入正电极手指（220P-1、220P-2，220P-3）和输入正电极掺杂区（DP-1，DP-2，DP-3）之间（参见图2A)以及在输入负电极手指（220N-1，220N-2，220N-3）和输入负电极掺杂区（DN-1、DN-2，DN-3）之间最好有电阻性接触。因此，当输入正电极掺杂区具有p类型导电性时，输入正电极手指的第一层应有功函数大于输入正电极掺杂区的压电半导体材料的电子亲合力。当掺杂类型相反时，反向也成立。因为输入第二掺杂类型和第一掺杂类型相反，负电极掺杂区具有n类型导电性。所以，输入负电极手指的第一层的功函数应该接近或小于输入负电极掺杂区压电半导体材料的电子亲合力。输入正电极手指和输入负电极手指的材料从一组金属中挑选：Ti、Al、W、Pt、Mo、Cr、Pd、Ta、Cu，Au、Ni、Ag、Ru、Ir和他们的组合。此外，形成输入正电极手指和输入负电极手指的金属最好选择相同，以便它们能提供相同的电子特性并且可以在同一沉积步骤来完成。

根据本发明的一实施例，输入正电极手指厚度（220P-1t）和输入负电极手指厚度（220N-1t）优选在10到400nm的范围，更优选在20到300nm的范围，取决于所需要的操作频率和频率调谐范围。

为了促进电阻性接触，输入正电极掺杂区（DP-1、DP-2，DP-3）和输入负电极掺杂区（DN-1、DN-2，DN-3）上最好有一个重掺杂的表层。图2C显示了一个n⁺型重掺杂DN⁺层在n型输入负电极掺杂区（DN-1）上，和一个p⁺型重掺杂DP⁺层在p型输入正电极掺杂区（DP-1）上。DN⁺层和DP⁺层的厚度应该保持到很小（最好是20nm或更少）。

为了减少输入正电极手指和输入负电极手指的质量负荷作用和增加频率调谐的灵敏性，应选择小原子量的金属材料例如Al，Ti作为输入电极手指。也应选择较小的输入电极手指厚度（在20到200nm的范围）。此外，也可以应用至少二种金属材料的多层金属结构来改进输入正电极手指和输入负电极手指的黏附力和减少其接触电阻。

在一个掺杂压电半导体的耗尽区（例如输入正/负电极掺杂区）和在一个未掺杂的第一压电层中，电荷载流子密度小（在10¹⁰cm^-3以下），并且电导率非常低（～10^-10/ohm-cm或更少），耗尽区和未掺杂第一压电层表现为绝缘体。在输入正或负电极掺杂区中的中性区，电荷载流子密度大（优选在10¹⁴到10²¹cm^-3范围内，并且更优选在10¹⁵到10²⁰cm^-3范围内，取决于需要的操作频率和调谐范围)，因此电导率大，输入正或负电极掺杂区中的中性区表现为导体。在重掺杂DP⁺层和DN⁺层中，电荷载流子密度被优选为超过10²⁰cm^-3。

根据本发明的另一实施例，输入正电极掺杂区厚度（DP-1t）和输入负电极掺杂区厚度（DN-1t）优选在10到2000nm的范围和更优选在20到1000nm的范围，取决于所需要的操作频率和调谐范围。正电极掺杂区厚度（DP-1t）和负电极掺杂区厚度（DN-1t）的选择因而取决于表面声波频率，调谐和调整的频率范围和调谐的敏感性的需要。

输出叉指换能器IDT2 250的结构与输入叉指换能器IDT1 220的结构相似。图2D是可调谐和可调整SAW过滤器200a（图2A）或200b（图2B）中沿着线B-B’的概要横截图，显示了在具有第一压电层厚度210t的第一压电层210和具有支持基体厚度210St的支持基体210S上的输出叉指换能器IDT2 250的一部分。

一个输出正电极掺杂区（DP-1’）具有输出第一掺杂类型（n或p两者之一）和掺杂浓度(N_D为n类型或N_A为p类型)，埋置在第一压电层210中。该输出正电极掺杂区（DP-1')具有一个输出正电极掺杂区宽度（DP-1’w或a'）和一个输出正电极掺杂区厚度（DP-1’t），在第一压电层210通过杂质扩散或掺杂来形成。输出正电极手指（250P-1）沉积并对齐在该输出正电极掺杂区（DP-1’）之上，有输出正电极手指宽度（250P-1w或m'）和输出正电极手指厚度（250P-1t）。一个输出负电极掺杂区（DN-1’）具有输出第二掺杂类型（与输出第一掺杂类型相反）和掺杂浓度（N_D为n类型或N_A为p类型），埋置在第一压电层210中。该输出负电极掺杂区（DN-1'）具有一个输出负电极掺杂区宽度（DN-1’w或a'）和一个输出负电极掺杂区厚度（DN-1’t) ，在第一压电层210中通过杂质扩散或掺杂来形成。输出负电极手指（250N-1）沉积并对齐在该输出负电极掺杂区（DN-1’）之上，有一个输出负电极手指宽度（250N-1w或m'）和一个输出负电极手指厚度（250N-1t）。

输出正电极手指（250P-1）和输出负电极手指（250N-1）之间的距离定义了一个输出电极间距区（250S-1），有一个输出电极间距区宽度（250S-1w）。叉指间距（250NS-1w或b'）等于输出负电极手指宽度（250N-1w）和输出电极间距区宽度（250S-1w）的总和并且等于（250PS-1w）。输出正电极掺杂区与毗邻输出负电极掺杂区之间的距离定义了一个输出电极掺杂区间距（DNP-1'a或DNP-1'b），有输出电极掺杂区间距宽度（DNP-1'aw或DNP-1'bw或者c’）。探测或接收表面声波波长λ与叉指间距的两倍值基本上相等：2x(250NS-1w)=2x(250PS-1w)=2b'。因此，声波的频率：f=v/λ=v/2b'，这里，v是表面声波在第一压电层210中的速度。

值得注意的是，上面描述的频率是在理想状况下获得的，即，输出正负电极手指的质量以及输出正负电极掺杂区的质量是零。在理想条件下，输出正负电极手指和输出电极掺杂区的质量负荷作用可以忽略的。

输出正电极掺杂区（DP-1'）和输出负电极掺杂区（DN-1'）材料从一组压电半导体中挑选包括：AlN，GaN，AlGaN，ZnO，GaAs，AlAs，AlGaAs，只要它们是具有足够大的声耦合系数的压电半导体，并且可以被掺杂成n型和/或p型导电性。

在输出正电极手指（250P-1,250P-2,250P-3,图2A和2B）和输出正电极掺杂区（DP-1',DP-2',DP-3'）之间以及在输出负电极手指（250N-1、250N-2， 250N-3）和输出负电极掺杂区（DP-1',DP-2',DP-3'）之间最好有电阻性接触。因此，当输出正电极掺杂区掺杂为p类型传导时，输出正电极手指的第一层的功函数应大于输出正电极掺杂区压电半导体材料的电子亲和力。当输出第一掺杂类型是p型时，输出负电极掺杂区掺杂成n型导电。所以，输出负电极手指的第一层的功函数应接近或小于输出负电极掺杂区压电半导体材料的电子亲合力。

输出正电极手指和输出负电极手指材料从一组材料中挑选：Ti、Al、W、Pt、Mo、Cr、Pd、Ta、Cu、Au、Ni、Ag、Ru、Ir和他们的组合。此外，形成输出正电极手指和输出负电极手指的金属最好选择同一种，以便它们能提供相同的电子性能，并且可以在同一沉积步骤中完成。为了减少输出正电极手指和输出负电极手指的质量负荷作用和增加频率调谐的灵敏性，应优选具有小原子量的金属材料例如Al，Ti作为输出电极手指部分。也最好减少输出电极手指的厚度（例如在20到200nm的范围内）。此外，也可以应用至少二种金属材料的一个多层金属结构改进输出正电极手指和输出负电极手指的黏附力并减少其接触电阻。

根据本发明的一实施例，输出正电极手指厚度（250P-1t）和输出负电极手指厚度（250N-1t）优选在10到400nm的范围和更优选在20到300nm范围，取决于所需要的操作频率和频率调谐范围。

为了促进电阻性接触，在输出正电极掺杂区（DP-1',DP-2',DP-3'）和输出负电极掺杂区（DN-1',DN-2',DN-3'）上最好有一个重掺杂表层。图2D显示了在n型输出负电极掺杂区（DN-1'）上有一个n⁺型重掺杂DN⁺’层并且在p型输出正电极掺杂区（DP-1'）上有一个p⁺型重掺杂DP⁺'层。DN⁺'层和DP⁺'层的厚度应该保持到很小（数量级20nm或更小）。因为简化的原因，在随后的图中（图2E～2I），重掺杂层DP⁺，DN⁺，（或DP⁺’和DN⁺’）不会被显示。

在掺杂压电半导体的耗尽区（例如输出正/负电极掺杂区）和未掺杂第一压电层中，电荷载流子密度通常较小（在10¹⁰cm^-3以下），并且电导率是非常低（～10^-10/ohm-cm或更少），因此耗尽区和未掺杂第一压电层数表现为绝缘体。在输出正或负电极掺杂区的中性区，电荷载流子密度大（优选在10¹⁴到10²¹cm^-3的范围更优选在10¹⁵到10²⁰cm^-3的范围，根据需要的操作频率和调谐范围)，因此电导率高，中性区表现为导体。在重掺杂的DP⁺’和DN⁺’层，载流子浓度优选为超过10²⁰cm^-3。

根据本发明的另一实施例，输出正电极掺杂区厚度（DP-1’t）和输出负电极掺杂区厚度（DN-1't）优选在10到2000nm的范围内，更优选在20到1000nm的范围内，决定于需要的操作频率和调谐范围。因此，正电极掺杂区厚度（DP-1't）和负电极掺杂区厚度（DN-1't）的选择取决于表面声波频率，调谐和调整频率幅度和调谐的灵敏性的需求。

质量负荷作用和金属化比率：

在一种非理想的输入叉指换能器IDT1中，输入正/负电极和输入电极掺杂区具有非零值的质量，并且质量负荷（ML）作用必须被考虑。同样，在一种非理想的输出叉指换能器IDT2中，输出正/负电极和输出电极掺杂区的质量具有有限值，并且一个质量负荷（ML）作用必须被考虑。当显示在图2C中的输入正/负电极和IDT1的掺杂区具有有限质量时，也存在有限质量负荷作用。这个质量负荷作用将把激发或接收的表面声波频率从一个理想的频率f_i降低为f₁，因此有一个质量负荷作用频率差别：Δf_ML=f_i–f₁。这里，f_i是没有质量负荷作用下的理想频率。

除了质量负荷作用以外，还有一个金属化比率作用。金属化比率（MR）在IDT1中被定义为输入正或负电极掺杂区宽度（DP-1w或DN-1w或a）与叉指间距值（220PS-1w或220NS-1w或b）之间的比率：a/b。金属化比率在IDT2中被定义为输出正或负电极掺杂区宽度（DP-1'w或DN-1'w或a'）与叉指间距值（250PS-1w或250NS-1w或b'）的比率：a'/b'。当金属化比率（a/b，a'/b'）值较小时，对表面声波传播的影响也小，表面声波速度大，表面声波频率高。当金属化比率增加时，MR对表面声波传播的影响增加，表面声波速度减少，因为波长λ是恒定的，因此频率f减少。由金属化比率的变化带来的频率变化或金属化比率频率变化由Δf_MR给出。

因为质量负荷和金属化比率的增量将导致IDTs的谐振频率f₁（或激发或探测的声波频率）降低，基本频率f_o可以被定义为可调谐的IDTs的最低谐振频率，也既当质量负荷和金属化比率都为最大值时的频率。所以，质量负荷频率变化Δf_ML（Δf_ML=f₁–f_o，其导致一个从f_o的频率增量）会随着IDT的正/负电极和电极掺杂区的质量减少而增加。同样，当图2C和2D中的IDTs的正/负电极和电极掺杂区的质量为有限时，质量负荷作用存在。因为f_o在可调谐IDTs中被定义为最低频率，根据这个发明，质量负荷频率变化Δf_ML和金属化比率频率变化Δf_MR都具有正值。

如果在一个IDT的电极掺杂区中没有形成耗尽层的（如图2C和2D显示），整个电极掺杂区为导体，并且其质量负荷为最大值。对输入叉指换能器IDT1，f_o是当金属化比率和质量负荷在其最大值时，即在输入正和负电极掺杂区中没有形成耗尽层时所激发的表面声波的基本频率。而对IDT2，f_o是IDT2当金属化比率和质量负荷为最大值时，即在输出正和负电极掺杂区没有形成耗尽层时所探测到的表面声波的基本频率。

根据本发明，当输入IDT1的质量负荷引起的频率变化被控制成与输出IDT2 质量负荷频率变化一样时，一个形成的SAW设备例如SAW过滤器的传输频率可以通过调整质量负荷来调谐和调整（最好通过电子手段）。因此，在已知的DC偏压V_DC1下，表面声波频率f₁近似等于：f₁=f_o+Δf_MR1+Δf_ML1。这里，f_o是当质量负荷和金属化比率为最大值时的基本频率。在另一DC偏压V_DC2下，表面声波的频率f₂等于：f₂=f_o+Δf_MR2+Δf_ML2。

根据这个发明，在目前的SAW过滤器、振荡器、开关和双工器中，IDT的金属化比率是由通过DC偏压来调整和控制正负电极掺杂区中中性区的宽度来调整和控制的，而对质量负荷的调整和控制则是通过DC偏压对正负电极掺杂区中中性层的厚度进行调整和控制来达到的，因此，是通过对IDTs加DC偏压和改变DC偏压值来达到频率的调谐和调整。

当一个DC偏压被加在IDT上时，在正或负电极掺杂区形成的耗尽层会导致正负极掺杂区中中立层（简而言之也称正负电极掺杂中性区）尺寸的减少（宽度和厚度）。因为正电极掺杂中性区和负电极掺杂中性区是导电的中性压电半导体，当输入RF信号被加到在正电极手指和负极电极手指之间时，由输入RF信号所产生的电场在负电极掺杂中性区和正电极掺杂中性区中不存在。所以，当DC偏压被加到IDT上时，减少了的正电极掺杂中性区构成与正电极手指相关的质量负荷的一部分减少量，而减少的负电极掺杂中性区则构成与负电极手指相关的另一部分质量负荷的减少量，因此，所激发或接收的表面声波的频率会发生变化并离开基本频率f_o。由减少质量负荷所产生的频率差别或频移取决于负电极手指和负电极掺杂中性区的总质量（每个单位面积）以及正电极手指和正电极掺杂中性区的总质量（每个单位面积）。

本发明的实施例利用上面叙述的质量负荷作用并且提供SAW结构，其中与正电极掺杂中性区相关的质量和与负电极掺杂中性区相关的质量由DC偏压来调谐或调整。另外，本发明也利用金属化比率对频率改变所起的作用。

DC偏压对SAW IDTs和器件的频率的调谐和调整的作用将在图2E到2H中较详细地描述。

图2E显示了与图2C相同的可调谐和可调整的SAW过滤器（200a）的概要横截图，除了第一输入DC偏压V_DC1是通过输入正电极垫（220PM，图2A）和输入正阻拦感应器（LP-1）、输入负电极垫（220NM，图2A）和输入负阻拦感应器（LN-1）加在输入正电极手指（220P-1）和输入负电极手指（220N-1）之间。正和负阻拦感应器（LP-1和LN-1）被用来防止RF信号漏到输入正电极手指（220P-1）和输入负电极手指（220N-1）上。RF信号是通过正RF接触（RFP）和负RF接触（RFN）来实现的。第一输入DC偏压V_DC1用来产生和控制具有输入正电极耗尽区厚度（DP-1d1t）的输入正电极耗尽区（DP-1d1），和产生和控制具有输入负电极耗尽区厚度（DN-1d1t）的输入负电极耗尽区（DN-1d1）。输入负电极耗尽区厚度（DN-1d1t）与输入正电极耗尽区厚度（DP-1d1t）在大小上基本上相同。值得注意的是，由于输入正和负电极耗尽区（DP-1d1, DN-1d1）的形成，在输入正电极掺杂中性区（DP-1v1）和输入负电极掺杂中性区（DN-1v1）之间的输入电极掺杂区间距宽度或者第一压电层宽度（DNP-1v1aw或DNP-1v1bw）比在图2C的（DNP-1aw或DNP-1bw）值增加了。

输入负电极耗尽区（DN-1d1），输入正电极耗尽区（DP-1d1）的形成和它们的厚度（DN-1d1t, DP-1d1t）由第一输入DC偏压V_DC1的极性和大小来控制。这里V_DC1可能在极性上是正或负，但具有较小的绝对值。V_DC1的应用和耗尽区的形成（DP-1d1和DN-1d1）导致形成输入负电极掺杂中性区厚度和输入负电极掺杂中性区宽度（DN-1v1t和DN-1v1w）和输入正电极掺杂中性区厚度和宽度（DP-1v1t，DP-1v1w）。输入正和负电极掺杂中性区的厚度和宽度（DP-1v1t和DN-1v1t、DP-1v1w和DN-1v1w）小于输入正和负电极掺杂区的厚度和宽度（DP-1t和DN-1t、DP-1w和DN-1w，在图2C所示)。所以，与输入正电极手指（220P-1）有关的质量是输入正电极掺杂中性区（DP-1v1）和输入正电极手指（220P-1）质量的总和，将减少。而与输入负电极手指（220N-1）有关的质量是输入负电极掺杂中性区（DN-1v1）和输入负电极手指（220N-1）质量的总和，也将由于输入负电极耗尽区（DN-1d1）的形成而同时减少。质量负荷的减少会导致表面声波240速度的增加，其增量从而使得表面声波的频率从基本频率f_o增加到新的值f₁。这里，f_o是在没有输入正负电极耗尽区时的频率。因此，当输入正电极和负电极手指和电极掺杂中性区的总质量减少时，质量负荷作用减少，质量负荷作用频率差别为Δf_ML1=f₁–f_o。

如上所述，金属化比率也会影响频率。金属化比率定义为输入正（或负）电极掺杂区宽度和叉指间距值间的比率。在图2E中，MR= (DP-1v1w)/(220PS-1w)=(DP-1v1w)/b(或(DN-1v1w)/(220NS-1w)= (DN-1v1w)/b)，其值要比在图2C中的值少。ML是一固定值，当MR减少时，对表面声波传播影响减少并且表面声波速度v增加：表面声波频率增加。由金属化比率引起的频率差别或者金属化比率频率差别是Δf_MR。由于加了V_DC1，形成了输入正和负电极掺杂耗尽区，MR减少，表面声波频率增加。

根据本发明，对MR的调整和控制，是利用输入DC偏压对输入正电极掺杂中性区宽度（DP-1v1w）和输入负电极掺杂中性区宽度（DN-1v1w）的调整和控制来实现的。对ML的调整和控制，则是利用输入DC偏压对输入正电极掺杂中性区的厚度和宽度（DP-1v1t, DP-1v1w）和输入负电极掺杂中性区的厚度和宽度（DN-1v1t,DN-1v1w）的调整和控制来实现的。因此，在当前的SAW变换装置，振荡器、双工机和SAW过滤器中， IDTs的频率是通过应用和变化DC偏压来调谐和调整的。

因此，在特定的DC偏压V_DC1下，表面声波频率f₁等于：f₁=f_o+Δf_MR1+Δf_ML1，这里，f_o是表面声波的基本频率。因为激发表面声波的波长λ与叉指间距值的二倍基本相等：λ=2x(220NS-1w)=2b，并且由于MR和ML的减少，表面声波速度会从v_o增加到v₁，因此，表面声波频率f₁增加并等于：f₁=v₁/2b，(f₁>f_o)。v₁是在加第一DC偏压V_DC1下的表面声波速度。

在一个不同的DC偏压V_DC2下，表面声波速度将是v₂，并且频率会从基本频率f_o增加到新的值f₂：f₂=f_o+Δf_MR2+Δf_ML2。所以对于IDT1，如果v₂>v₁>v_o，那么f₂>f₁>f_o。

为简化描述，RF信号接触：RFP和RFN在随后的某些图中不会显示。可以理解，RF接触必须联接到输入正电极，输入负电极，输出正电极和输出负电极，并最好使用DC耦合电容器来提供或接收RF信号。

对于输出叉指换能器IDT2，其频率的调谐和调整可以根据本发明实现。图2F显示了和图2D相同的可调谐和可调整的SAW过滤器200a的横截图，除了第一输出DC偏压V_DC1’是通过输出正电极垫（250PM，图2A）和输出正阻拦感应器（LP1’）并通过输出负电极垫（250NM，图2A）和输出负阻拦感应器（LN1’）加在输出正电极手指（250P-1）和输出负电极手指（250N-1）之间。该正负阻拦感应器用于防止从输出正电极手指（250P-1）和输出负电极手指（250N-1）接收受的RF信号漏出。第一输出DC偏压V_DC1’是用来产生和控制具有输出正电极耗尽区厚度（DP-1'd1t）的输出正电极耗尽区（DP-1'd1），和产生和控制具有输出负电极耗尽区厚度（DN-1'd1t）的输出负电极耗尽区（DN-1’d1）。输出负电极耗尽区厚度（DN-1'd1t）与输出正电极耗尽区厚度（DP-1'd1t）在大小上非常接近。值得注意的是，由于输出正和负电极耗尽区（DP-1'd1，DN-1'd1）的形成，在输出正电极掺杂区（DP-1'v1）和输出负电极掺杂区（DN-1'v1）之间的输出电极掺杂区间距宽度或者第一压电层宽度（DNP-1'v1aw或DNP-1'v1bw）比在图 2D中的（DNP-1'aw，DNP-1'bw）值增加了。

输出负电极耗尽区（DN-1’d1）和输出正电极耗尽区（DP-1’d1）的形成和它们的厚度（DN-1’d1t,DP-1’d1t）由第一输出DC偏压V_DC1’的极性和大小来控制。这里，V_DC1’可能在极性上是正或负，但具有较小的绝对值。V_DC1'的应用和耗尽区（DP-1'd1和DN-1'd1）的形成导致了输出负电极掺杂中性区厚度和宽度（DN-1'v1t and DN-1'v1w）以及输出正电极掺杂中性区厚度和宽度（DP-1'v1t, DP-1v1'w）的形成。该输出正负掺杂中性区的厚度和宽度小于图2D中的输出电极掺杂区厚度和宽度（DP-1't和DN-1't,DP-1'w和DN-1'w）。所以，与输出正电极手指（250P-1）有关的质量是输出正电极掺杂中性区（DP-1'v1）的质量和输出正电极手指（250P-1）的质量的总和，并且会减少。而与输出负电极手指（250N-1）有关的质量是输出负电极掺杂中性区（DN-1'v1）的质量和输出负电极手指（250N-1）的质量的总和，也将由于输出负电极耗尽区（DN-1'd1）的形成而同时减少。质量负荷的减少导致表面声波（240）速度的增加并且表面声波的频率从基本频率f_o增加到新值f₁。这里，f_o是在没有正和负电极耗尽区时的频率。当输出正负电极手指和电极掺杂中性区的总质量减少时，质量负荷作用减少，所引起的质量负荷频率差别为Δf_ML1=f₁–f_o。

现在考滤金属化比率MR的作用，它被定义为输出正（或负）电极掺杂区宽度和叉指间距值的比率。在图2E中，MR=（DP-1'v1w）/（250PS-1w）=（DP-1'v1w）/b（或（DN-1'v1w）/（250NS-1w）=（DN-1'v1w）/b）， 其值要比在图2D中的值少。ML具有固定值，当MR减少时，对表面声波传播的影响减少并且表面声波的速度增加：表面声波的频率增加。由金属化比率引起的频率差别或金属化比率频率差别为Δf_MR。由于加了V_DC1'，形成了输出正负电极耗尽区，MR减少，并且表面声波的频率增加。

根据本发明，对MR的调整和控制，是利用输出DC偏压对输出正电极掺杂中性区宽度（DP-1'v1w）和输出负电极掺杂中性区宽度（DN-1'v1w）的调整和控制来实现的。对ML的调整和控制，则是利用输出DC偏压对输出正电极掺杂中性区的厚度和宽度（DP-1'v1t, DP-1'v1w）和输出负电极掺杂中性区的厚度和宽度（DN-1'v1t,DN-1'v1w）的调整和控制来实现的。因此，在当前的SAW变换装置，振荡器、双工机和SAW过滤器中， IDTs的频率是通过应用和变化DC偏压来调谐和调整的。

因此，在一定的DC偏压V_DC1'下，表面声波的频率f₁等于：f₁=f_o+Δf_MR1+Δf_ML1，这里f_o是表面声波的基本频率。因为所探测或接收的基本表面声波波长λ与叉指间距值的二倍基本相等：λ=2x(250NS-1w)=2x(250PS-1w)=2b'，由于MR和ML的减少，表面声波速度从v_o增加到v₁，因此，所探测或接收表面声波频率将会增加并等于：f₁=v₁/2b'，（f₁>f_o）。这里v₁是在第一DC偏压V_DC1'下的表面声波速度。值得注意的是，输出IDT（IDT2）的叉指间距值b'优选与输入IDT（IDT1）的叉指间距值b相同：b'=b。

在一个大于V_DC1'的不同的DC偏压V_DC2'下，表面声波速度将是v₂，而频率从基本频率f_o增加到新的值f₂： f₂=f_o+Δf_MR2+Δf_ML2。所以对IDT2而言，如果v₂>v₁>v_o，那么f₂>f₁>f_o。

在可调谐和可调整的IDTs被用作SAW过滤器、SAW振荡器、开关或者双工机时，输入IDTs和输出IDTs的设计应优选，以便在DC偏压V_DC和V_DC'下（V_DC=V_DC' =V_dc），由输入和输出叉指换能器激发的表面声波频率和探测的表面声波频率是相同的。所以，输入IDT的尺寸和输出IDT的尺寸应优选相同，这些包括以下部件的尺寸：输入正和负电极手指，输入正和负电极掺杂区，毗邻输入正和负电极掺杂区之间的中心对中心距离，输出正和负电极手指，输出正和负电极掺杂区，毗邻输出正和负电极掺杂区之间的中心对中心距离。

输入正电极掺杂区掺杂浓度和分布应优选和输出正电极掺杂区掺杂浓度和分布相同，输入负电极掺杂区掺杂浓度和分布应优选和输出负电极掺杂区掺杂浓度和分布相同，以便IDT1和IDT2的频率的调谐和调整可以同步。

DC偏压变化对SAW IDTs 和器件频移的影响展示在图2G和2H中，DC偏压V_DC2和V_DC2’各自加在IDT1和IDT2上。图2G显示了与图2E中显示的IDT1相同的部分概要横截图，除了具有不同的DC偏压V_DC2。当一个数值大于V_DC1的输入DC偏压V_DC2被加在输入正电极手指（220P-1）和输入负电极手指（220N-1）之间给输入正和负电极参杂区加反偏电压时，输入正负电极参杂中性区（DP-1v2, DN-1v2）的截面积减少，以至于输入正和负电极掺杂中性区宽度（DP-1v2w, DN-1v2w）和输入正和负电极掺杂中性区厚度（DP-1v2t, DN-1v2t）从它们各自在图2E中的值减少。同时，输入正和负电极耗尽区（DP-1d2, DN-1d2）的厚度增加到新的输入正和负电极耗尽区厚度（DP-1d2t, DN-1d2t），它们大于在偏压V_DC1下的输入正和负电极耗尽区厚度（DP-1d1t,和DN-1d1t）随着输入正和负电极耗尽区厚度（DN-1d2t,DP-1d2t）的增加，在输入正电极掺杂中性区和输入负电极掺杂中性区之间的输入电极掺杂区间距宽度或第一压电层宽度（DNP-1v2aw或DNP-1v2bw）大于图2E中的宽度（DNP-1v1aw或DNP-1v1bw）。

输入正和负电极耗尽区（DP-1d2,DN-1d2）的形成和厚度（DN-1d2t,DP-1d2t）由输入DC偏压V_DC2的极性和大小来控制。在图2G中，V_DC2导致了输入正和负电极掺杂中性区的宽度和厚度（DP-1v2w,DN-1v2w,DP-1v2t,DN-1v2t）的减少，因此与输入正和负电极手指相关的负荷质量减少。与输入正电极手指相关的负荷质量等于输入正电极掺杂中性区（DP-1v2）和输入正电极手指（220P-1）的质量总和，它随着在图2E中的截面积从（DP-1v1）减少到截面积（DP-1v2）而减少。同时，与输入负电极手指相关的负荷质量等于输入负电极掺杂中性区（DN-1v2）和输入负电极手指（220N-1）的质量总和，它也随着截面积从（DN-1v1）减少到截面积（DN-1v2）而减少。由于输入正和负电极掺杂中性区宽度（DP-1v2w,DN-1v2w）的减少，金属化比率值也从图2E 中的值减少。因此，所加的直流电压V_DC2更进一步减少（比加V_DC1时）金属化比率和更重要的是质量负荷，以至于表面声波速度增加到v₂>v₁>v_o。因此，表面声波在IDT1激发的新频率f₂是：f₂=v₂/2b和f₂>f₁>f_o。

所以，可以理解当最大输入DC偏压用来达到最大输入正电极耗尽区厚度和最大输入负电极耗尽区厚度时，IDT1中所激发的表面声波的频率最高，并且输入正和负电极掺杂中性区具有最小宽度和最小厚度。根据本发明，输入电极掺杂中性区的宽度和厚度应该保持尽可能的小，来增加输入DC偏压对频率调谐的敏感性。

根据本发明，由输入DC偏压通过调整和控制输入正和负电极掺杂中性区宽度来调整和控制金属化比率。而用输入DC偏压通过调整和控制输入正和负电极掺杂中性区厚度和宽度来调整和控制质量负荷。因此，在目前的SAW变换装置，SAW过滤器，SAW振荡器和SAW双工机中，输入IDTs的频率是可以通过应用和改变输入DC偏压来调谐和调整的。

图2H显示了与图2F中显示的IDT2相同的部分概要横截图，除了具有不同的输出DC偏压。当一个在数值上远远大于V_DC1’的输出DC偏压V_DC2’应用于输出正面电极手指（250P-1）和输出负电极手指（250N-1）之间，给正和负电极掺杂区加反偏电压时，输出正和负电极掺杂中性区（DP-1'v2,DN-1'v2）的截面积减少，并且输出正和负电极掺杂中性区宽度（DP-1'v2w和DN-1'v2w）和输出正和负电极掺杂中性区厚度（DP-1'v2t和DN-1'v2t）从它们各自在图2F中的值减少。同时，输出正和负电极耗尽区（DP-1'd2,DN-1'd2）的厚度增加到新的输出正和负电极耗尽区厚度（DP-1'd2t,DN-1'd2t）， 它们大于在偏压V_DC1'下的输出正和负电极耗尽区的厚度（DP-1'd1t,和DN-1'd1t）。随着输出正和负电极厚度（DN-1'd2t,DP-1'd2t）的增加，在输出正电极掺杂中性区和输出负电极掺杂中性区之间的输出电极掺杂区间距宽度或第一压电层宽度（DNP-1'v2aw或DNP-1'v2bw）大于其在图2F中的宽度（DNP-1'v1aw或DNP-1'v1bw）。

输出正和负电极耗尽区（DP-1'd2,DN-1'd2）形成和厚度（DP-1'd2t,DN-1'd2t）由输出DC偏压V_DC2’的极性和大小来控制。在图2H中，V_DC2’具有反向，且在数值上大于V_DC1’，其导致了输出正负电极掺杂中性区宽度和厚度（DP-1'v2w,DN-1'v2w,DP-1'v2t,DN-1'v2t）的减少，因此与输出正和负电极手指相关的负荷质量减少。与输出正电极手指（250P-1）有关的负荷质量等于输出正电极掺杂中性区（DP-1'v2）和输出正电极手指（250P-1）质量的总和，它随着截面积从图2F中的（DP-1'v1）减少到（DP-1'v2）而减少。同时，与输出负电极手指（250N-1）相关的负荷质量是输出负电极掺杂中性立区（DN-1'v2）和输出负电极手指（250N-1）的质量总和，它也随着截面积从图2F的（DN-1'v1）减少到（DN-1'v2）而减少。由于输出正和负电极掺杂中性区宽度从（DP-1'v1w,DN-1'v1w）减少到（DP-1'v2w,DN-1'v2w），金属化比率也从在图2E 的MR值减少。因此，所加的DC偏压V_DC2’更进一步减少（比加V_DC1'时）MR和更重要的是ML，以至于表面声波速度增加到v₂>v₁>v_o。因此，在IDT2中探测或接收的表面声波新频率f₂等于：f₂=v₂/2b'，f₂>f₁>f_o。

所以，可以理解当最大输出DC偏压被用来得到最大输出正电极耗尽区厚度和最大输出负电极耗尽区厚度时， IDT2所探测或接收的表面声波频率最高，并且输出正和负电极掺杂中性区有着最小宽度和最小厚度。根据本发明，为了增加由DC偏压调整频率的灵敏性，输出电极掺杂中性区的宽度和厚度应该保持尽可能的小。

根据本发明，由输出DC偏压来调整和控制输出正和负电极掺杂中性区的宽度来达成调整和控制金属化比率，由输出DC偏压来调整和控制输出正和负电极掺杂中性区的厚度和宽度，来达成调整和控制质量负荷。因此，在目前的SAW变换装置，SAW过滤器，SAW振荡器和SAW双工机中，输出IDTs的频率是可以通过应用和变化输出DC偏压来调谐和调整的。

SAW器件的温度稳定度由频率温度系数（TCF）来描绘，即，一个具体频率f对温度T的微小变化由下式给出：

TCF=(1/f)(δf/δT)=TCV-TCE

这里，TCV是速度温度系数：TCV=（1/v）（δv/δT），v是表面声波速度。TCE是弹性温度系数，定义为在SAW传播方向的基体热膨胀系数。

几种压电材料例如LiNbO₃和LiTaO₃具有负TCF值，并且当温度增加时它们会变软，因此制造出的可调谐SAW变换装置、过滤器、振荡器或双工机的频率会因温度的变化而变动。根据本发明，在操作期间为了维护频率稳定，应该采取某些温度补偿手段。一个可能的方法是沉积具有温度补偿层厚度280t的温度补偿层（280，图2I)，其可能是在叉指换能器（例如显示在图2I 中的IDT1（220））上的非晶SiO₂层。另一个方法是在一个传统的LiNbO₃和LiTaO₃基体上沉积反射器（图中没显示）。在温度补偿材料例如非晶SiO₂，机械刚度会随着温度T的增加而增加，造成正的TCE和TCV，因此会减少SAW变换装置的原始负值TCF的大小。为了获得最佳结果，温度补偿层厚度和沉积条件应该受到控制。对于具有正的固有TCF值的压电材料，应使用除了SiO₂ 之外的温度补偿层。

IDTs的正和负电极掺杂区的掺杂浓度对电极耗尽区和电极掺杂中性区的调谐和调整作用显示在图3A和3B中。图3A显示了在图2I中具有高掺杂浓度N_D和N_A的IDT1沿着线E-E’的电场ξ(x)随着距离x的变化。应注意，当制造为具有相同的N_D和N_A时，IDT2中沿着与图2I中E-E’相似的线的电场ξ(x’)随距离x’的变化的变化会相似或相同。在未掺杂和固有的第一压电层210中，ξ(x)的值基本上是常数（如图3A所显示的曲线的中央区）。在输入负电极耗尽区（DN-1d2或DN-1d），ξ(x)的值随距离的变化有着相对大的斜率S_N1，与输入负电极掺杂区内的电离杂质浓度N⁺_D是成正比的。在输入正电极耗尽区（DP-1d2或DP-1d），ξ(x)的值随距离的变化也有相对大的斜率S_P1，与输入正电极掺杂区内的电离杂质浓度N^-_A是成正比的。虽然在输入负电极掺杂区的掺杂水平N_D和在输入正电极掺杂区的掺杂水平N_A可以不同，最好优选它们基本上相同，以便在输入负电极掺杂区的电场斜率S_N1与在输入正电极掺杂区的电场斜率S_P1在数值上基本相同。这样可以保证随DC偏压变化ΔV_DC的输入负电极耗尽区宽度变化ΔW_N与输入正电极耗尽区宽度变化ΔW_P是相同的，并且允许随DC偏压变化ΔV_DC的压电活动区的变化更对称（请注意，这里的电极耗尽区宽度和以前描述的电极耗尽区厚度有一样的意思)。由于偏压变动ΔV_DC造成的耗尽区宽度的总增量ΔW：ΔW=ΔW_N+ΔW_P=W₂-W₁。应注意，在输出IDTs和输出反射器中的掺杂浓度可以有利地选择为和输入IDTs和输入反射器的掺杂浓度相同，以便在输入IDTs和在输出IDTs中表面声波频率的调谐灵敏度相同。

图3B显示了另一个具有更小掺杂浓度的SAW器件中电场ξ(x) 随着距离x的变化：N_D’< N_D和N_A’< N_A。在图3B 中输入负电极和输入正电极耗尽区为DN-1'd和DP-1'd。因为在输入负电极耗尽区内的斜率S_N1’的大小与N_D’成正比，并且在输入正电极耗尽区内的斜率S_P1’的大小与N_A’成正比， S_N1’和S_P1’的数值小于在图3A中的 S_N1和S_P1的值。随着DC偏压的变化ΔV_DC，输入负电极耗尽区宽度变化ΔW'_N和输入正电极耗尽区宽度变化ΔW'_P大于显示在图3A中的ΔW_N和ΔW_P的值。由偏压变化ΔV_DC造成的耗尽区宽度的总增量ΔW'由下式给出：ΔW'=ΔW'_N+ΔW'_P=W'₂-W'₁>ΔW。输出IDTs和反射器的掺杂浓度可以有利地选择与输入IDTs和反射器的掺杂浓度一样，以便对表面声波频率调谐的灵敏度相同。所以，输入电极掺杂区和输出电极掺杂区的掺杂浓度N_A和N_D会根据DC偏压对表面声波调谐和调整频率范围的灵敏性来作调整。

图4A是输入SAW过滤器IDT2（200a，图2A）沿着线A-A'的部分概要横截图。它显示了输入正和负电极耗尽区（DP-1d2, DN-1d2）的厚度在整体区域中不是一个常数。在考虑到内在压电层210的距离作用时，输入负电极耗尽区（DN-1d2）的厚度朝中心地区会减少。这个厚度的减少在输入正电极耗尽区（DP-1d2）中也会发生。预计相似的情况也会在输出正和负电极耗尽区发生。对一个特定的电极掺杂区，不均匀的电极耗尽区厚度可能会导致不均匀的质量负荷。

因为在电极掺杂中性区（DN-1v2,DP-1v2）中存在一个恒定的电位差，电极耗尽区（DN-1d2,DP-1d2）是不均匀的。由于不均匀的电极耗尽区厚度，在输入正电极掺杂中性区和输入正电极耗尽区之间边界上的不同地点以及在输入负电极掺杂中性区和输入负电极耗尽区之间边界上的不同地点，第一压电层的有效宽度（DNP-1v2aw或DNP-1v2bw）（二个毗邻电极耗尽区的厚度的总和加上二个电极耗尽区之间的空间）是不同的。如图4A所示，电极耗尽区的厚度在电极掺杂区的中心和底部最小，朝向两边走它们会增加，因此第一压电层的有效宽度在输入电极掺杂区的中心和的底部更大。由于电极耗尽区宽度随位置的分布不均匀，质量负荷对频率转移的作用可能会不均匀。为了克服这个缺点，本发明另一实施例提供一种具有一个底部电极层的改进型SAW变换装置结构，如图4B和4C所示，来改进电极耗尽区厚度的均匀性。

图4B是与图2A 中的SAW过滤器200a相似的一个可调谐和可调整SAW过滤器中IDT1(220)的一个概要横截图，显示了在嵌入型（正或负）电极掺杂中性区（DN-1v2，DP-1v2）之上的二个毗邻输入电极手指（220N-1,220P-1）。根据本发明，一个底部电极层（210BM）有底部电极层厚度（210BMt）被夹在支持基体（210S）和第一压电层（210）之间。应该强调，在这个结构中，第一输入掺杂类型可能是p型或n型，而第二输入掺杂类型也可能是p型或n型。并且第二输入掺杂类型优选和第一输入掺杂类型相同。输入正电极手指（220P-1）和输入正电极掺杂中性区（DP-1v2）有电阻性接触，输入负电极手指（220N-1）和输入负电极掺杂中性区（DN-1v2）有电阻性接触。图4B中，（220P-1）和（220N-1）通过输入正阻拦感应器（LP-1）和输入负阻拦的感应器（LN-1）一起连接到输入DC源V_DC2的一个负极终端，而底部电极层（210BM）则连接到DC源V_DC2的一个正极终端。虽然图4B中IDT1的掺杂类型和偏压的极性与显示在图2C、2E和2G中的IDT1不同。为了方便，元素在图4B中的标记方式和图2C、2E和2G中IDT1的一样。

图4B中，为了控制和限制输入正电极耗尽区厚度（DP-1d2t），输入负电极耗尽区厚度（DN-1d2t），输入正电极掺杂中性区厚度和宽度（DP-1v2t, DP-1v2w）和输入负电极掺杂中性区厚度和宽度（DN-1v2t, DN-1v2w），V_DC2的值和极性被控制和调整。这反过来调控并且改变输入正电极负荷质量（（DP-1v2）和（220P-1）质量的总和）和输入负电极负荷质量（（DN-1v2）和（220N-1）质量的总和）来获得一个激发表面声波（240）质量负荷频率差别Δf_ML（从零偏压的基本频率值f_o)。当输入负电极耗尽区厚度（DN-1d2t）和输入正电极耗尽区厚度（DP-1d2t）随着反向DC偏压V_DC2的增加而增加时，表面声波频率会随着输入正电极负荷质量和输入负电极负荷质量的减少而增加。当输入负电极耗尽区厚度（DN-1d2t）和输入正电极耗尽区厚度（DP-1d2t）随着反向DC偏压V_DC2值的减少，或通过反转V_DC2极性到正偏压而减少时，输入负和正电极掺杂中性区厚度和宽度的增加会导致输入正和负电极负荷质量的增加，从而表面声波频率会降低。质量负荷频率差别Δf_ML加上由于金属化比率MR的减少所导致的金属化比率频率差别Δf_MR造成一个从基本频率f_o的整体频率差别Δf_T。

输入正掺杂区和输入负掺杂区的材料从具有相当大能隙的压电半导体中选择，当DC偏压使用时，不必要的漏电电流可以保持较小。底部电极层（210BM）的材料从如下一组金属和掺杂半导体中挑选，优选为掺杂压电半导体：Ti、Al、W、Pt、Mo、Cr、Pd、Ta、Cu、Au、Ni、Ag、Ru、Ir、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs和它们的组合。

图4C是与图2A 中的SAW过滤器200a相似的一个可调谐和可调整SAW过滤器中IDT2(250)的一个概要横截图，显示了在嵌入型正和负电极掺杂中性区（DN-1'v2，DP-1'v2）之上的二个毗邻输出电极手指（250N-1,250P-1）。根据本发明，一个底部电极层（210BM）有底部电极层厚度（210BMt）被夹在支持基体（210S）和第一压电层（210）之间。这个结构中，第一输出掺杂类型可能是p型或n型，而第二输出掺杂类型也可能是p型或n型。并且第二输出掺杂类型优选和第一输出掺杂类型相同。输出正电极手指（250P-1）和输出正电极掺杂中性区（DP-1'v2）有电阻性接触，并且输出负电极手指（250N-1）和输出负电极掺杂中性区（DN-1'v2）有电阻性接触。图4C中，（250P-1）和（250N-1）通过输出正阻拦感应器（LP-1’）和输出负阻拦感应器（LN-1’）一起连接到输出DC源V_DC2’的一个负极终端，而底部电极层（210BM）则连接到DC源V_DC2’的一个正极终端。虽然图4C中IDT2的掺杂类型和偏压的极性与显示在图 2D、2F和2H中的IDT2不同。为了方便，元素在图 4C中的标记方式和图2D、2F和2H中IDT2的一样。

图4C中，为了控制和限制输出正电极耗尽区厚度（DP-1’d2t），输出负电极耗尽区厚度（DN-1’d2t），输出正电极掺杂中性区厚度和宽度（DP-1’v2t,DP-1'v2w）和输出负电极掺杂中性区厚度和宽度（DN-1’v2t,DN-1'v2w），V_DC2的值和极性被控制和调整。这反过来调控并且改变输出正电极负荷质量（（DP-1’v2）和（250P-1）质量的总和）和输出负电极负荷质量（（DN-1’v2）和（250N-1）质量的总和）来获得一个接收表面声波（240）质量负荷频率差别Δf_ML（从零偏压的基本频率值f_o)。当输出负电极耗尽区厚度（DN-1’d2t）和输出正电极耗尽区厚度（DP-1’d2t）随着反向DC偏压V_DC2’的增加而增加时，表面声波频率会随着输出正电极负荷质量和输出负电极负荷质量的减少而增加。当输出负电极耗尽区厚度（DN-1’d2t）和输出正电极耗尽区厚度（DP-1’d2t）随着反向DC偏压V_DC2’的值的减少或通过反转V_DC2极性到正偏压而减少时，输出负和正电极掺杂中性区厚度和宽度的增加会导致输出正和负电极负荷质量的增加，从而表面声波频率会降低。质量负荷频率差别Δf_ML加上由于金属化比率MR的减少所导致的金属化比率频率差别Δf_MR造成一个从基本频率f_o的整体频率差别Δf_T。

输出正掺杂区和输出负掺杂区的材料从具有相当大能隙的压电半导体中选择，当DC偏压使用时，不必要的漏电电流可以保持得较小。底部电极层210BM的材料从如下一组金属和掺杂半导体中挑选，优选掺杂压电半导体：Ti、Al、W、Pt、Mo、Cr、Pd、Ta、Cu、Au、Ni、Ag、Ru、Ir、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs和它们的组合。

具有抬高型电极掺杂区的IDTs：

提供在图2B-2I和图4A-4C中的SAW换能器结构中，正和负电极掺杂区是在第一压电层210中埋置。对于嵌入型电极掺杂区，嵌入型电极掺杂中性区作为质量负荷的行动自由度有限。因此，对具有嵌入型电极掺杂区的表面声波，质量负荷作用对质量负荷频率差别Δf_ML的影响较小。为了增加质量负荷作用对Δf_ML的影响和减少金属化比率作用对Δf_ML的影响，本发明提供了具有抬高型电极掺杂区的SAW结构。

根据本发明的一个实施例，具有多个抬高型的输入和输出电极掺杂区的可调谐的SAW换能器在图5A-5F中提供。图5A是图2A中可调谐SAW过滤器220a沿着线A至A’的概要横截图，显示了输入叉指换能器IDT1 220的一部分，在具有支持基体厚度210St的支持基体210S的顶部上的具有第一压电层厚度210t的第一压电层210上。图5A显示了一个抬高型的输入正电极掺杂区（EP-1），具有抬高型输入正电极掺杂区宽度（EP-1w）和抬高型输入正电极掺杂区厚度（EP-1t），和一个抬高型的输入负电极掺杂区（EN-1），具有抬高型输入负电极掺杂区宽度（EN-1w）和抬高型输入负电极掺杂区厚度（EN-1t）。具有输入第一掺杂类型（可能是p型或n型）的抬高型输入正电极掺杂区（EP-1）在第一压电层（210）顶部形成。具有输入正电极手指宽度（220P-1w或m）（基本上和（EP-1w）相同）和输入正电极手指厚度（220P-1t）的输入正电极手指（220P-1）被沉积并对齐高输入正电极掺杂区（EP-1）的顶部。具有输入第二掺杂类型（可能是n型或p型，并且可能与第一掺杂类型是相同或相反）的抬高型输入负电极掺杂区（EN-1）被沉积并对齐第一压电层210的顶部形成抬高型掺杂区结构。一个具有输入负电极手指宽度（220N-1w或m）(与输入负电极掺杂区宽度（EN-1w）基本相同）和输入负电极手指厚度（220N-1t）的输入负电极手指（220N-1）沉积并对齐抬高型输入负电极掺杂区（EN-1）的顶部。这里，抬高型输入正电极掺杂区（EP-1）导电并与输入正电极手指（220P-1）一起构成质量负荷的一部分，抬高型输入负电极掺杂区（EN-1）导电并与输入负电极手指（220N-1）一起构成质量负荷的另一部分。

因为输入正和负电极手指宽度（220P-1w，220N-1w）基本上与抬高型输入电极掺杂区宽度（EP-1w，EN-1w）一样，抬高型输入电极掺杂区间距（ENP-1a和ENP-1b）的宽度（ENP-1aw，ENP-1bw）与输入电极间距区（220S-1）的宽度（220S-1w或c）基本上相同。在图5A中，与输入电极手指宽度（m）一起，输入电极间距区宽度定义了叉指间距（220NS-1w或b），并等于输入电极手指宽度（220N-1w或220P-1w或者m）和输入电极间距区宽度（220S-1w或c）的总和。激发表面声波240的波长λ_o与叉指间距值的二倍值基本上相等：2x（220NS-1w）=2b。

为了促进电阻性接触，在抬高型输入正电极掺杂区（EP-1）和抬高型输入负电极掺杂区（EN-1）上最好有一重掺杂表层。图5A显示了在输入负电极掺杂区（EN-1）上的n+类型重掺杂层DN⁺和在输入正电极掺杂区（EP-1）上的p+类型重掺杂层DP⁺。 DN⁺层和DP⁺层的厚度应该保持较小（20nm左右或更小）。

根据本发明的另一实施例，图5B是叉指换能器IDT2 250的部分概要截面图，显示了多个抬高型输出正电极掺杂区和多个抬高型输出负电极掺杂区在有支持基体厚度210St的支持基体210S顶部的有第一压电层厚度210t的第一压电层210上。抬高型输出正电极掺杂区（EP-1'）有抬高型输出正电极掺杂区宽度（EP-1'w）和抬高型输出正电极掺杂区厚度（EP-1't），抬高型输出负电极掺杂区（EN-1'）有抬高型输出负电极掺杂区宽度（EN-1'w）和抬高型输出负电极掺杂区厚度（EN-1't）。抬高型输出正电极掺杂区（EP-1'）有输出第一掺杂类型（可能是p型或n型）。有输出正电极手指宽度（250P-1w或m'）（基本上和高的输出负电极掺杂区宽度（EP-1'w）相同）和输出正电极手指厚度（250P-1t）的输出正电极手指（250P-1）沉积并对齐高输出正电极掺杂区（EP-1'）的顶部。具有输出第二掺杂类型（可能是n型或p型，并且可能与输出第一掺杂类型是相同或相反）的抬高型输出负电极掺杂区（EN-1'）沉积并对齐第一压电层210顶部形成抬高型掺杂区结构。有输出负电极手指宽度（250N-1w或m'）(与输出负电极掺杂区宽度（EN-1'w）基本相同）和输出负电极手指厚度（250N-1t）的输出负电极手指（250N-1）沉积并对齐抬高型输出负电极掺杂区（EN-1'）的顶部。这里，抬高型输出正电极掺杂区（EP-1’）导电并与输出正电极手指（250P-1）一起构成质量负荷的一部分，并且抬高型输出负电极掺杂区（EN-1’）导电并与输出负电极手指（250N-1）一起构成质量负荷的另一部分。

因为输出正和负电极手指宽度（250P-1w，250N-1w）基本上与抬高型输出电极掺杂区宽度（EP-1'w,EN-1'w）一样，抬高型输出电极掺杂区间距区（ENP-1'a和ENP-1'b）的宽度（ENP-1'aw，ENP-1'bw）与输出电极间距区（250S-1）的宽度（250S-1w或c'）基本上相同。与输出电极手指宽度（m'）一起，输出电极间距区宽度定义了叉指间距（250NS-1w或b'），其与输出电极手指宽度（250N-1w或250P-1w或者m'）和输出电极间距区宽度（250S-1w）的总和相等。接收表面声波240波长λ_o与叉指间距值的二倍值基本上相等：2x（250NS-1w）=2b'。

为了促进电阻性接触，在抬高型输入正电极掺杂区（EP-1'）上沉积了n+重掺杂层DN⁺，在抬高型输入负电极掺杂区（EN-1'）上沉积了p+重掺杂层DP⁺。DN⁺层和DP⁺层的厚度应该保持较小（大小20nm或更小）。

对图5A-5F所提供的IDTs，其支持基体210S从一个压电材料组中挑选包括：LiNbO₃、LiTaO3、Al2O3，KNbO3，PZT、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs、BaTiO3、石英、Si，蓝宝石，玻璃和塑料，只要他们是具有足够大的声耦合系数的压电材料。支持基体的厚度的选择需要考虑到机械强度、散热和声学性能要求。 第一压电层210材料从下面一组物质中挑选，包括：LiNbO₃、LiTaO₃、PZT、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs、BaTiO₃、石英和KNbO₃，只要它们是有足够大声耦合系数的压电材料。当第一压电层材料选择和支持基体（210S）相同时，它们可以被结合成同一个压电基体。

抬高型输入/输出正和负电极掺杂区的材料从下面一组压电半导体中挑选：AlN，GaN，AlGaN，ZnO，GaAs，AlAs，AlGaAs和其他，只要它们是有足够大声耦合系数的压电材料，半导体，并且可以掺杂成n型和p型导电性。

输入/输出正和负电极手指（220P-1、220N-1、250P-1和250N-1）的材料和输入/输出正和负电极垫（220PM、220NM、250PM和250NM）材料从一组金属中挑选，包括：Ti、Al、W、Pt、Mo、Cr、Pd、Ta、Cu、Au、Ni、Ag、Ru、Ir和它们的合金。为了输入/输出正电极手指和抬高型输入/输出正电极掺杂区之间和输入/输出负电极手指和抬高型输入/输出负电极掺杂区之间有电阻性接触，当掺杂为p型导电性时，输入/输出电极手指的第一层应该具有高功函数，最好大于抬高型输入/输出正电极掺杂区的压电半导体材料的电子亲和力。当掺杂为n型导电性时，输入/输出负电极手指的第一层应该具有低功函数，最好接近抬高型输入/输出负电极掺杂区的压电半导体材料的电子亲合力。当掺杂的类型反转时，相反也是真实的。

此外，最好选择原子量小的金属例如Al，Ti做为输入-输出正和负电极手指的材料。为了减少与输入正和负电极手指和输出正和负电极手指的质量有关的负荷作用，也优选减少电极手指厚度来增加用DC电压调谐频率时的灵敏性。输入/输出正和负电极手指的厚度优选在10到400nm的范围内，更优选在20到300nm的范围内，决定于所需的操作频率和频率调谐范围。用涉及至少两种金属材料的一个多层金属结构可以更有利地用来改进金属电极层间黏附力和减少接触电阻。

在抬高型电极掺杂区的耗尽区和在未掺杂的第一压电层210中，电荷载流子密度小（低于10¹⁰cm^-3），因此电导率非常低（～10^-10/ohm-cm或更小)，耗尽区表现为绝缘体。而在抬高型电极掺杂区的中性区中，载流子密度的范围被选择为（10¹⁴-10²¹cm^-3），并且更优选在10¹⁵到10²⁰cm^-3的范围内，以便电导率大，中性区表现为导体。在重掺杂的DP⁺和DN⁺区中，载流子浓度优选超过10²⁰cm^-3。

根据本发明的一实施例，抬高型正和负电极掺杂区的厚度（EP-1t,EP-1't,EN-1t,EN-1't）被选择在10到2000nm的范围内并且更优选20到1000nm的范围内，决定于所需的操作频率和调谐范围。正电极掺杂区厚度和负电极掺杂区厚度的选择则取决于表面声波频率，频率调谐和调整幅度和频率调谐的灵敏性。

图5C显示了在图5A中的IDT1 220，第一输入DC偏压V_DC1通过输入正电极垫和输入负电极垫（220PM，220NM，图2A），并通过输入正阻拦感应器（LP-1）和输入负阻拦感应器（LN-1）加到输入正电极手指（220P-1）和输入负电极手指（220N-1）上。图5C中，第一输入掺杂类型是p型，第二输入掺杂类型是n型。所加的第一输入DC偏压V_DC1形成一个输入负电极耗尽区（EN-1dv1）和一个输入正电极耗尽区（EP-1dv1）。V_DC1也控制并且调节输入负电极耗尽区厚度（EN-1dv1t），输入正电极耗尽区厚度（EP-1v1t），以及输入正电极掺杂中性区（EP-1v1）厚度（EP-1v1t）和输入负电极掺杂中性区（EN-1v1）厚度（EN-1v1t）来达到调节和控制输入正电极负荷质量和输入负电极负荷质量。这里，输入正电极负荷质量等于（EP-1v1）的质量和（220P-1）的质量的总和，输入负电极负荷质量等于（EN-1v1）的质量和（220N-1）的质量的总和。

从最大质量（当电极耗尽区不存在）时的质量的变化对被激发的表面声波240导致一个质量负荷频率差别Δf_ML (从一基本频率值f_o）。当输入负电极耗尽区厚度（EN-1dv1t）和输入正电极耗尽区厚度（EP-1dv1t）随着反向DC偏压值的增加而增加，由于输入正电极负荷质量的减少和输入负电极负荷质量的减少，表面声波240的速度和频率将会增加。当反向DC偏压值减少，或通过反转V_DC1极性到正向偏压时，厚度（EN-1dv1t）和厚度（EP-1dv1t）会随之减少，由于输入正电极负荷质量的增加和输入负电极负荷质量的增加，表面声波的速度和频率将会减少。

因为与输入电极手指有关的负荷质量组成部分：输入电极手指（220P-1，220N-1）和输入电极掺杂中性区（EP-1v1，EN-1v1）全部为抬高型并且在压电层（210）之上，所以在具有同一质量时，质量负荷对质量负荷频率差别Δf_ML的作用会大于当电极掺杂区在压电层中埋置（如图2C-2I和图4A-4B所显示)时的作用。用抬高型的输入正电极掺杂中性区（EP-1v1）和抬高型的输入负电极掺杂中性区（EN-1v1），输入DC偏压对激发表面声波的频率的调谐将比当电极掺杂区在压电层之内埋置时更灵敏。

应该指出的是，在这个具有抬高型电极掺杂区的结构中，由MR的变化所导致的金属化比率频率差别Δf_MR相对于质量负荷频率差别Δf_ML较小，并且Δf_MR也小于具有嵌入型电极掺杂区的结构。

抬高型输入正电极掺杂区和抬高型输入负电极掺杂区的材料从具有大能隙的压电半导体中选择，因此在第一输入直流电压V_DC1下，不必要的漏电流可以保持较小。表面声波频率等于：f₁=v₁/2x(220NS-1w)=v₁/2b, 这里v₁是在IDT1 220中电极之下的压电层在偏压V_DC1下的表面声波速度。

图5D显示了在图5B中的IDT2 250，第一输出DC偏压V_DC1'通过输出正电极垫和输出负电极垫（250PM,250NM，图2A）并通过输出正阻拦感应器（LP-1'）和输出负阻拦感应器（LN-1'）被加到输出正电极手指（250P-1）和输出负电极手指（250N-1）上。这里，输出第一掺杂类型是p型，输出第二掺杂类型是n型。所加的第一输出DC偏压V_DC1'形成输出负电极耗尽区（EN-1'dv1）和输出正电极耗尽区（EP-1'dv1）。V_DC1'也控制并且调控输出负电极耗尽区的厚度（EN-1'dv1t）、输出正电极耗尽区的厚度（EP-1'dv1t），以及输出正电极掺杂中性区（EP-1'v1）的厚度（EP-1'v1t）和输出负电极掺杂中性区（EN-1'v1）的厚度（EN-1'v1t）来达到调控和控制输出正电极负荷质量和输出负电极负荷质量。这里，输出正电极负荷质量等于质量（EP-1'v1）和质量（250P-1）的总和，输出负电极负荷质量等于质量（DN-1'v1）和质量（250N-1）的总和。

从最大质量（当电极耗尽区不存在时）的质量差别对所接受的表面声波240造成了一个质量负荷频率差别Δf_ML(从一基本频率值f_o'）。当输出负电极耗尽区厚度（EN-1'dv1t）和输出入正电极耗尽区厚度（EP-1'dv1t）随着反向DC偏压值的增加而增加，由于输出正电极负荷质量的减少和输入负电极负荷质量的减少，表面声波240的速度和频率将会增加。当反向DC偏压值减少或通过反转V_DC1极性到正向偏压时，厚度（EN-1'dv1t，EP-1'dv1t）减少，由于输出正电极负荷质量的增加和输出负电极负荷质量的增加，表面声波的速度和频率将会降低。

因为与输出电极手指有关的负荷质量组成部分：输出电极手指（250P-1，250N-1）和输出电极掺杂中性区（EP-1'v1,EN-1'v1）全部为抬高型，所以在具有同一质量时，质量负荷对质量负荷频率差别Δf_ML的作用会大于当电极掺杂区在压电层中埋置（如图2C-2I所显示)时的作用。用抬高型的输出正电极掺杂中性区（EP-1'v1）和抬高型的输出负电极掺杂中性区（EN-1'v1），输出DC偏压对所接收的表面声波的频率的调谐将比当电极掺杂区在压电层之内埋置时更灵敏。

应该指出的是，在这个具有抬高型电极掺杂区的结构中，由MR的变化所导致的金属化比率频率差别Δf_MR相对于质量负荷频率差别Δf_ML较小，并且Δf_MR也小于具有嵌入型电极掺杂区的结构。

抬高型输出正电极掺杂区和抬高型输出负电极掺杂区的材料从具有大能隙的压电半导体中选择，因此在第一输出直流电压V_DC1'偏压下，不必要的漏电流可以保持较小。表面声波频率等于：f_1'=v_1'/2x(250NS-1w)=v_1'/2b',这里v_1'是在IDT2 250中电极之下的压电层在偏压V_DC1下的表面声波速度。

在用作SAW过滤器、SAW振荡器、开关或者双工机中的可调谐和可调整的IDTs应优选设计输入IDTs和输出IDTs方式，以便在DC偏压V_DC和V_DC’（V_DC=V_DC’=V_dc）下，两种换能装置所激发和探测的表面声波的频率相等。所以，输入正电极手指、输入负电极手指、抬高型输入正电极掺杂区、抬高型输入负电极掺杂区以及毗邻输入负电极掺杂区和输入正电极掺杂区之间中心对中心的距离的大小应优选和输出叉指换能器IDT2中相对应的元素的大小相同。也应优选抬高型输入正电极掺杂区掺杂浓度与分布和抬高型输出正电极掺杂区的掺杂浓度与分布相同，而优选抬高型输入负电极掺杂区掺杂的浓度与分布和抬高型输出负电极掺杂区的掺杂浓度与分布相同，因此频率的调谐和调整可以同步。

DC偏压对具有抬高型电极掺杂区的SAW传感器的频率调谐作用与对嵌入型掺杂区传感器的作用相似，并且会用提供在图5E和图5F的IDTs来描述。为简便起见，p+重掺杂层DP⁺和DP^+'和n⁺重掺杂层DN⁺和DN^+'没有在图5E和5F中显示。

图5E显示了图5A中的IDT1，并加有第二输入DC偏压V_DC2。这里，V_DC2的极性和V_DC1一样，但数值更大。所加的V_DC2形成一个有着比（EN-1dv1t）更大的厚度（EN-1dv2t）的新的输入负电极耗尽区（EN-1dv2），和一个有着比（EP-1dv1t）更大的厚度（EP-1dv2t）的新的输入正电极耗尽区（EP-1dv2）。这将导致一个有着比（EP-1v1t）更小的厚度（EP-1v2t）的新输入正电极掺杂中性区（EP-1v2）和一个有着比（EN-1v1t）更小的厚度（EN-1v2t）的新输入负电极掺杂中性区（EN-1v2）。因此，所加的V_DC2调控并且改变了输入正电极负荷质量：质量（EP-1v2）和电极手指质量（220P-1）的总和。V_DC2也调控并且同时控制输入负电极负荷质量：质量（EN-1v2）和电极手指质量（220N-1）的总和。（EN-1v2和220N-1）的质量总和从（EN-1v1和220N-1）的质量总和的减少量导致一个从基本频率值f_o的频率增量ΔfML。因为（EN-1v2和220N-1）的质量总和小于图5C中在第一输入DC偏压V_DC1下的（EN-1v1和220N-1）的质量总和，V_DC2产生一个新的频率f_2，其高于在V_DC1下IDT1所激发的频率f₁，因此f₂>f_1>f_o。

图5F显示了图5B中的IDT2并加有第二输出DC偏压V_DC2'。这里，V_DC2'的极性和V_DC1'一样，但数值更大。所加的V_DC2'形成一个有着比在图5D中的（EN-1'dv1t）更大的厚度（EN-1'dv2t）的新的输出负电极耗尽区（EN-1'dv2），和一个有着比（EP-1'dv1t）更大的厚度（EP-1'dv2t）的新的输出正电极耗尽区（EP-1'dv2）。这导致一个有着比图5D中的（EP-1'v1t）更小的厚度（EP-1'v2t）的新的输出正电极掺杂中性区（EP-1'v2），和一个有着比（EN-1'v1t）更小的厚度（EN-1'v2t）的新的输出负电极掺杂中性区（EN-1'v2）。因此，所加的V_DC2'调控并且改变了输出正电极负荷质量：质量（EP-1'v2）和电极手指质量（250P-1）的总和。V_DC2'也调控并且同时控制了输出负电极负荷质量：质量（EN-1'v2）和电极手指质量（250N-1）的总和。（EN-1'v2和250N-1）的质量总和从（EN-1'v1图5B）和（250N-1）的质量总和的减少量导致一个从基本频率值f_o'的频率增量Δf_ML。因为（EN-1'v2和250N-1）的质量总和小于在图5D中在第一输出DC偏压V_DC1'下的（EN-1'v1和250N-1）的质量总和，V_DC2'产生一个新的频率f_2'，其高于在VDC1'下IDT2所接收的频率f_1'，因此f_2'>f_1'>f_o'。

提供在图5A-5F中的具有抬高型电极掺杂区的可调谐的SAW变换装置性能可以通过使用图6A-6C 中所显示的结构来进一步改进。

图6A是IDT1 220的一个概要横截图，与显示于图5E 中的IDT1相似，显示了在抬高型输入正和负电极掺杂中性区（EP-1v2，EN-1v2）上的二个毗邻输入电极手指（220N-1，220P-1）。根据本发明，一个具有底部电极层厚度210BMt的底部电极层210BM夹在支持基体210S和第一压电层210之间。应该强调是在这个结构中，输入第一掺杂类型可能是p型或n型，而输入第二掺杂类型也可能是p型或n型，输入第二掺杂类型优选和输入第一掺杂类型相同。输入正电极手指（220P-1）与抬高型输入正电极掺杂中性区（EP-1v2）有电阻性接触，输入负电极手指的（220N-1）与抬高型输入负电极掺杂中性区（EN-1v2）有电阻性接触。在图6A中，（220P-1）和（220N-1）通过输入正阻拦感应器（LP-1）和输入负阻拦感应器（LN-1）一起连接到输入DC偏压源V_DC2的负极，而底部电极层210B4M则被连接到输入DC偏压源V_DC2的正极。虽然图6A中的IDT1的抬高型正和负电极掺杂区的掺杂类型和偏压的极性与在SAW过滤器（200a，图2A）中的IDT1的不同，为了方便，在图6A中元素的标记和SAW过滤器（200a，图2A）中的一样。

在图6A中，V_DC2的值被调控，并且其极性被调整来达到控制和调节抬高型输入正和负电极耗尽区的厚度（EN-1dv2t和EP-1dv2t）和输入正和负电极掺杂中性区的厚度（EP-1v2t和EN-1v2t）。这反过来又调控并且改变输入正电极负荷质量（质量（EP-1v2）和质量（220P-1）的总和）和输入负电极负荷质量（质量（EN-1v2）和质量（220N-1）的总和）来影响所激发的表面声波240的质量负荷频率差别Δf_ML（从零输入偏压时的基本频率值f_o)。当输入负电极耗尽区厚度（EN-1dv2t）和输入正电极耗尽区厚度（EP-1dv2t）随着反向DC偏压V_DC2的增加而增加时，所激发的表面声波的频率，将由于输入正和负电极掺杂中性区厚度的减少所导致的输入正电极负荷质量和输入负电极负荷质量的减少而增加。当输入负电极耗尽区厚度（EN-1dv2t）和输入正电极耗尽区厚度（EP1dv2t）随着反向DC偏压V_DC2的数值的减少或通过扭转V_DC2极性到正向偏压而减少时，输入正和负电极掺杂中性区厚度（EP-1v2t和EN-1v2t）的增加导致输入正和负电极的负荷质量增加，所激发的表面声波的频率将会降低。具有抬高型电极掺杂区的IDT1中，输入DC偏压的减少或增加所导致的金属化比率MR频率差别Δf_MR是微不足道的。

因为抬高型输入正和负掺杂区的材料被选择为具有相当大能隙的压电半导体，DC偏压下的不必要的漏电流可以保持很小。底部电极层210BM的材料可以从一组金属和掺杂半导体中挑选并优选掺杂压电半导体，包括：Ti、Al、W、Pt、Mo、Cr、Pd、Ta、Cu、Au、Ni、Ag、Ru、Ir、AlN、GaN、AlGaN、ZnO、GaAs、AlAs、AlGaAs和它们的组合。

图6B是IDT2 250的一个概要横截图，与显示于图5F中的IDT2相似，显示了抬高型输出正和负电极掺杂中性区（EP-1'v2，EN-1'v2）和二个毗邻的输出电极手指（250N-1，250P-1）。根据本发明，具有一底部电极层厚度210BMt的底部电极层210BM夹在支持基体210S和第一压电层210之间。应该指出的是，在这个结构中，输出第一掺杂类型可能是p型或n型，而输出第二掺杂类型也可能是p型或n型，输出第二掺杂类型优选和输出第一掺杂类型相同。输出正电极手指（250P-1）与抬高型输出正电极掺杂中性区（EP-1'v2）有电阻性接触，输入负电极手指的（250N-1）与抬高型输入负电极掺杂中性区（EN-1'v2）有电阻性接触。在图6B中，手指（250P-1）和（250N-1）通过输出正阻拦感应器（LP-1’）和输入负阻拦感应器（LN-1’）一起连接到输出DC偏压源V_DC2’的负极，而底部电极层210BM则连接到输出DC偏压源V_DC2’的正极。虽然，在图6B中，IDT2的抬高型正和负电极掺杂区的掺杂类型和偏压的极性与在SAW过滤器（200a，图2A）中IDT2的不同，为了方便，图6B中的元素的标记和SAW过滤器（200a，图2A）中的一样。

V_DC2’的值被调控，并且其极性被调整来达到控制和调节抬高型输出正和负电极耗尽区的厚度（EP-1'dv2t，EN-1’dv2t）和输出正和负电极掺杂中性区的厚度（EP-1’v2t，EN-1'v2t），这反过来又调控并且改变了输出正电极负荷质量（质量（EP-1’v2）和质量（250P-1）的总和）和输出负电极负荷质量（质量（EN-1’v2）和质量（250N-1）的总和）。该减少的负荷质量会对所接收的表面声波240产生一个的质量负荷频率差别Δf_ML（从零输入偏压时的基本频率值f_o)。当输出负电极耗尽区厚度（EN-1’dv2t）和输出正电极耗尽区厚度（EP-1’dv2t）随着反向DC偏压V_DC2’的增加而增加时，所接收的表面声波的频率，将由于输出正和负电极掺杂中性区厚度的减少所导致的输出正电极负荷质量和输出负电极负荷质量的减少而增加。当输出负电极耗尽区厚度（EN-1’dv2t）和输出正电极耗尽区厚度（EP-1’dv2t）随着反向DC偏压V_DC2’数值的减少或通过扭转V_DC2’极性到正向偏压而减少时，输出正和负电极掺杂中性区厚度（EP-1'v2t, EN-1'v2t）的增加会导致输出正和负电极的负荷质量增加，所接收的表面声波的频率将会降低。具有抬高型电极掺杂区的IDT2，由于输出DC偏压的减少或增加所导致的金属化比率MR频率差别Δf_MR是微不足道的。

SAW器件的温度稳定性由温度系数频率（TCF）来描述，即，一个特定频率f对温度T的微小变化：

TCF=(1/f)(δf/δT)=TCV-TCE

这里，TCV是速度温度系数：TCV=（1/v）（δv/δT）和v是表面声波速度。TCE是温度弹性系数，被定义为在SAW传播方向的基体热膨胀系数。

几种压电材料例如LiNbO₃和LiTaO₃有负TCF值，当温度增加时它们会变软，因此制造出的可调谐SAW变换装置、过滤器、振荡器或双工机的频率能随温度的变化而变动。根据本发明，在操作期间，为了维护频率的稳定应该采取某些温度补偿手段。一个可能的方法是在叉指换能器上沉积温度补偿层（可能是非晶SiO₂层）。另一个方法是在一个传统LiNbO₃和LiTaO₃基体上沉积反射器（图中没显示）。在温度补偿材料例如非晶SiO₂中，机械刚度会随着温度T的增加而增加，造成正的TCE和TCV，因此减少SAW变换装置的原始负TCF的大小。要达到最佳结果，温度补偿层的厚度和沉积条件应该受到控制。对于具有正的固有TCF值的压电材料，应使用除SiO₂ 之外的温度补偿层。

因此，根据本发明的另外实施例，如图6C所示，一个用作SAW过滤器、SAW振荡器、开关和双工机的输入SAW变换装置220，有抬高型正电极掺杂区和抬高型负电极掺杂区，进一步有一温度补偿层280，具有温度补偿层厚度280t，沉积在输入叉指换能器和输出叉指换能器上来减少由于温度变动或变异所导致的频率变化。

图7A给出DC偏压变化对当前可调谐的IDTs的电和声特征的作用。它概要地显示了根据本发明的输入叉指换能器（IDT1）或输出叉指换能器（IDT2）在一个可调谐的SAW过滤器（200a图2A）、一台可调谐的振荡器或者任何其他可调谐的SAW设备中的阻抗的变化。该IDT可能具有如图2C-2I和图4A-4C所显示的嵌入型电极掺杂区，或如图5A-5F和图6A-6C所示的抬高型电极掺杂区。如上所述，当DC偏压V_DC在大小上并且/或者在极性上变化时，两种效应将会发生。第一种是由于电极耗尽区宽度的变化所引起的金属化比率效应，会导致MR频率差别Δf_MR。当MR增加时Δf_MR为正值，当MR减少时它是负的。这个MR的作用相对较小，特别是在具有抬高型电极掺杂区的IDTs中。第二种是与正电极手指和负电极手指相关的质量负荷效应，会导致一个质量负荷频率差别Δf_ML。ML减少时Δf_ML为正值，ML增加时它是负的。与MR效应（少于5%）相比，ML的作用更加突出，并且经常可以达到20%或超过30%。

Δf_ML和Δf_MR的总和得出一个合并总频率变化Δf_T。一个输入叉指换能器的阻抗决定了所激发的表面声波的频率f，而输出叉指换能器的阻抗则决定了所探测或接收的表面声波的频率。根据本发明，由上述的效应因而产生了其表面声波频率具有可调谐或可调整性的SAW输入或输出IDTs。

在DC偏压V_DC1下，IDT的阻抗变化在图7A中由曲线1代表。该表面声波滤波器有谐振频率f_r1、反谐振频率f_a1和介于f_a1和f_r1之间的中央传输频率f_o1。在DC偏压V_DC2下，阻抗的变化由曲线2代表，被建造的表面声波过滤器（或振荡器）有谐振频率f_r2、反谐振频率f_a2和介于f_a2和f_r2之间的中央传输频率f_o2。在DC偏压V_DC3的作用下，阻抗的变化由曲线3代表，该SAW过滤器有谐振频率f_r3、反谐振频率f_a3和介于f_a3和f_r3之间的中央传输频率f_o3。所以，根据本发明，其传输（或产生）的中心频率可由DC偏压V_DC的极性和大小来调整和控制的SAW谐振器、振荡器或者过滤器，可以使用具有嵌入型或抬高型的电极掺杂区的半导体压电层来实行。

根据本发明的具有可调谐IDTs的可调谐SAW过滤器的传输特征显示在图7B中。它显示了根据本发明，使用图2A或2B中的具有嵌入型电极掺杂区或抬高型电极掺杂区的可调谐的输入叉指换能器（IDT1）和可调谐输出叉指换能器（IDT2）建成的可调谐SAW过滤器的传输特征的转移和变动。当DC偏压V_DC在数值上并且/或者在极性上变化时，产生金属化比率效应和质量负荷效应。在DC偏压V_DC1下，表面声波传输的变化由图7B中的曲线1给出，有传输中央频率f_o1和带宽BW1。 当DC偏压被变到更大反向偏压V_DC2时，SAW传输的变化由曲线2给出，有传输中心频率f_o2和带宽BW2。因此，用本发明提供的IDTs构成的表面声波过滤或振荡器会具有用DC偏压来达成的可调谐和可调整的传输频率。

根据本发明，图8显示了一台具有可调谐和可调整表面声波（SAW）频率的输入反射器290I的一张概要顶视图。它包括第一压电层210在一支持基体210S上；一输入正电极垫290PM和一输入负电极垫290NM可以有利地被构建在第一压电层210上；多个输入正电极掺杂区（DPR-1、DPR-2， DPR-3）是包含某些掺杂物的掺杂压电半导体；多个金属输入正电极手指（290P-1、290P-2，290P-3），每一个都在一个输入正电极掺杂区之上；多个输入负电极掺杂区（DNR-1、DNR-2，DNR-3）是包含某些掺杂物的掺杂压电半导体；多个金属输入负电极手指（290N-1、290N-2，290N-3），每一个都在一个输入负电极掺杂区上。在图8A中，输入正电极掺杂区和输入负电极掺杂区可以是嵌入型或抬高型。

通过加DC偏压V_DCR和调整控制V_DCR的大小来控制与正负电极相关的金属化比率和质量负荷，所反射的表面声波的频率可以控制到与输入叉指换能器IDT1 220所激发的表面声波240的频率相同，并且/或者也可以控制到与SAW过滤器（200a在图2A和200b在图2B）中叉指换能器IDT2 250的接受频率相同。由于上述调谐，当该反射器被放置在输入叉指换能器IDT1 220的旁边时，多数SAW波（240）会被反射器作为反射波（240R）反射，不必要的SAW波的能量损失被减少。一个具有可调谐和可调整频率的SAW输出反射器也可以建在叉指换能器IDT2的旁边，它可以具有与SAW输入反射器290I相同的结构，使所接收的表面声波的能量损失减到最小。当放在输出叉指换能器IDT2 250旁边时，将被接收的SAW波中，不必要的能量损失将被减少。