变频器、测量系统和测量方法与流程

本申请涉及变频器、测量系统和测量方法。

本申请依据2015年2月27日向日本提出的日本专利申请2015-39192号主张优先权，并在此援用其内容。

背景技术：

目前，在作为无线lan(localareanetwork，局域网)的高速化的国际标准被探讨的ieee802.11ad的载波频率约为60ghz，预计会使用毫米波电波。在此，频率为30～300ghz的电波(电磁波)被称为毫米波，此外，3ghz～30ghz的电波被称为厘米波，均包含在特指频率为300mhz～3thz的电波的微波中。

此外，ieee802.11ad中，每一个信道的调制频带为2.16ghz，预计会达到以往频带的10～100倍左右。开发适合这种标准的设备时，以如下方法进行设备的特性评价。即，通过将与以往的频带(例如厘米波频段)对应的测量设备和变频器组合来进行设备的特性评价。在此，变频器例如为或将毫米波信号下变频为厘米波、或将厘米波信号上变频为毫米波的装置。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2012-063336号公报

专利文献2：日本特开2000-028711号公报

专利文献3：日本特开平11-127476号公报

非专利文献

非专利文献1：马岳林、山尾泰、赤岩芳彦，“基于受输入信号带宽限制的信息来进行补偿的预失真非线性补偿的效果”，电子信息通信学会，2013-03。

非专利文献2：yuelinma,yasushiyamao,yoshihikoakaiwa,"analgorithmforobtainingtheinverseforagivenpolynomialinbaseband,"ieicetrans.fundamentals,vol.e96-a,no.3march2013。

非专利文献3：秋田米生、羽生广、柴垣信彦，“毫米波通信设备在60ghz频段的频率特性校正法的研究”，电子信息通信学会。

技术实现要素：

发明所要解决的问题

在如上述那样对与毫米波对应的设备进行评价时，在使用变频器的情况下，存在如下的技术问题。即，对上述每个信道的带宽为2.16ghz这样的调制信号进行输入或输出的变频器非常昂贵。此外，用于进行测定的设置复杂，有时或容易产生设备的连接错误、或需要时间进行调整。产生这些问题的原因之一在于变频器中所包含的混频器(mixer)的构成。

图7表示的是在毫米波中所使用的变频器所具备的混频器的构成的一例。

一般而言，难以制造能在毫米波处理超宽频带的调制信号且频率特性平稳的变频器。此外，难以在维持平稳的频率特性的情况下进行从厘米波到毫米波信号的直接生成以及从毫米波到厘米波信号的直接转换。因此，一般采用图7所示的双变频超外差(doublesuperheterodyne)式变频器200。图7所示的变频器200具备将两种不同的频率flo1和flo2作为本振信号来输入的两个混频器201和202。变频器200在作为上变频器来使用的情况下，向混频器201输入频率fif1的调制信号，并转换为具有频率fif1与频率flo1之和的值的中间频率fif2的信号。而且，向混频器202输入频率fif2的信号，并转换为频率fif2与频率flo2之和的值的频率frf的高频信号。另一方面，变频器200在作为下变频器来使用的情况下，向混频器202输入频率frf的高频信号，并转换为具有频率frf与频率flo2之差的值的中间频率fif2的信号。而且，向混频器201输入频率fif2的信号，并转换为频率fif2与频率flo1之差的值的频率fif1的调制信号。

图7所示的双变频超外差式变频器200具备两个混频器。因此，必须准备两种本振信号。此外，混频器间的配线也是必需的。这些构成可能会成为昂贵化、进行测定时的设置的复杂化、设备的连接错误的可能性增大、调整耗时的原因之一。

因此，可能要寻求一种具有简化了的构成的变频器、测量系统和测量方法。

用于解决问题的方案

本申请能提供一种变频器、测量系统和测量方法。

附图说明

图1是用于对本申请的实施方式的变频器所具备的谐波混频器的基本构成进行说明的图。

图2是表示作为本申请的一实施方式的变频器10的构成例的框图。

图3是表示作为本申请的另一实施方式的变频器20的构成例的框图。

图4是表示作为本申请的一实施方式的测量系统1的构成例的系统图。

图5是表示由图4的测量系统1进行的测量处理的流程的一例的流程图。

图6a是表示图4的测量系统1中有无校正的比较结果的一例的图。

图6b是表示图4的测量系统1中有无校正的比较结果的一例的图。

图6c是表示图4的测量系统1中有无校正的比较结果的一例的图。

图6d是表示图4的测量系统1中有无校正的比较结果的一例的图。

图7是用于对本申请的背景技术进行说明的图。

图8是表示本申请中有无校正的比较结果的另一例的图。

图9是表示本申请中有无校正的比较结果的又一例的图。

具体实施方式

以下，参照附图，对本申请的实施方式进行说明。首先，参照图1，对作为本申请的实施方式的变频器所具备的谐波混频器的基本构成进行说明。图1是表示作为本申请的实施方式的变频器所具备的谐波混频器100的构成例的图。此外，本申请的实施方式涉及一种在作为毫米波的超宽频带的调制信号，例如与ieee802.11ad标准对应的频带的信号的测定中，作为频率特性平稳的变频器的谐波混频器。此外，本实施方式涉及一种测定系统，其使用该谐波混频器，并能以与ieee802.11ad标准对应的方式，使用通用的数字示波器来简单地测定作为毫米波的超宽频带的调制信号。

图1所示的谐波混频器100是在内部具有使输入的本振信号失真来生成其高次谐波的电路的混频器。谐波混频器100输入频率flo1的本振信号，并在混频器内部通过使本振信号失真来生成n倍的频率n×flo1的高次谐波，并将此频率n×flo1的高次谐波与频率frf的输入信号(下变频器的情况下)或频率fif1的输入信号(上变频器的情况下)混频。

在将谐波混频器100作为下变频器来使用的情况下，适当选择本振信号，由此，某本振信号(flo1)的高次谐波(n×flo1)与输入频率(frf)混频，得到适当的中间频率(fif1)的输出信号。其关系如下式所示。n是被称为谐波次数的2以上的整数，表示高次谐波的次数。需要说明的是，参照图7所进行说明那样的普通混频器中不使用高次谐波而进行变频，因此n＝1。

fif1＝frf－n×flo1

另一方面，在将谐波混频器100作为上变频器来使用的情况下，适当选择本振信号，由此，某本振信号的高次谐波(n×flo1)与输入频率(fif1)混频，得到适当的输出频率(frf)的输出信号。其关系如下式所示。

frf＝fif1+n×flo1

接着，参照图2，对作为本申请的一实施方式的变频器10的构成例进行说明。图2所示的变频器10构成为上变频器。图2所示的变频器10具备：谐波混频器11、高通滤波器12、功率放大器(pa)13、隔离器14以及倍频器15。

倍频器15例如为倍频数k＝2的倍频器，输入频率flo1的本振信号并将频率放大2倍(即k倍)，生成频率为2×flo1(即k×flo1)的高频信号并将其作为输出信号输出。该倍频器15由于在本实施方式中要将本振信号的频率flo1放大例如2倍，因此，使用了有源二倍频器(将输入的信号的频率放大2倍后输出的有源倍频器)。在普通的倍频器中，输出的倍频后的本振信号的功率根据倍频的频率而变动。其结果如后述那样，在测定谐波混频器11的振幅以及相位的频率特性s参数并进行变频器10所输出的输出信号的校正处理的情况下，倍频器15所输出的本振信号的信号电平不稳定，因此，无法对变频器10所输出的输出信号进行高精度的校正，无法得到正确的测定结果。所以，本实施方式中，为了使倍频后的信号电平固定，以便在规定的频带输出固定功率的本振信号，而附加了agc(automaticgaincontrol，自动增益控制)的放大功能或功率饱和功能，并以信号电平在规定的频带内的任意频率下都不会变化的方式，以固定的功率对谐波混频器11输出倍频后的本振信号。

使用上述的倍频器15，由此，使向谐波混频器11供给本振信号时的功率电平在宽的频带内稳定，使谐波混频器11的调制精度以及信号电平的再现性均提高。由此，在预先测定变频器10的振幅以及相位的频率特性(s参数)并根据上述频率特性来进行变频器10所输出的信号的校正处理时，无论频率如何，倍频器15所输出的本振信号的信号电平都为固定，因此，在规定的频带内的任意频率下，都能对变频器10所输出的信号进行高精度的校正，能得到正确的测定结果。在此，倍频器15由于要与谐波混频器11的谐波次数组合地进行变更，因此，采用的是能任意变更倍频数的构成。

谐波混频器11为谐波次数n＝2的谐波混频器，将频率fif1的调制信号作为输入信号输入，并且将倍频器15所输出的频率为2×flo1的高频信号输入。谐波混频器11在内部生成所输入的频率(2×flo1)的高频信号的2倍的频率(2×2×flo1＝4×flo1)的高次谐波信号，并将其与频率fif1的输入信号混频。谐波混频器11将所生成的频率4×flo1的高次谐波信号与频率fif1的输入信号混频，由此，生成并输出频率fif1+4×flo1的高频信号。谐波混频器11的输出被向高通滤波器12输入。高通滤波器12使输入信号的低频成分衰减后输出。从高通滤波器12输出的信号被功率放大器13放大，并被输入至隔离器14。隔离器14是供高频功率单向通过的设备，抑制反射波被向功率放大器13的输出进行输入。并且，从隔离器14输出频率frf＝fif1+4×flo1的输出信号。需要说明的是，图2所示的例子中，倍频数k和谐波次数n均设为2，但并不限于此，均可以设为任意值。

在此，例如，如果使fif1＝3ghz、flo1＝14.25ghz、倍频数k＝2、谐波次数n＝2，则输出信号的频率frf为：frf＝fif1+k×n×flo1＝3+2×2×14.25＝60ghz。该情况下，变频器10将输入信号的频率fif1＝3ghz上变频为频率frf＝60ghz。

需要说明的是，构成为上变频器的变频器10的构成不限于图2所示，可根据情况变更。例如，可以或将高通滤波器12变更为带通滤波器，或在各部适当加入(插入)低通滤波器、带通滤波器，或省略功率放大器13、隔离器14。此外，还可以使用衰减器(高频用衰减器)来代替隔离器14。此外，上述的构成中设置了倍频器15，因此，可以根据倍频数k的值来减小谐波混频器11的谐波次数n。不过，倍频器15也可以省略。

接着，参照图3，对作为本申请的一实施方式的变频器20的构成例进行说明。图3所示的变频器20构成为下变频器。图3所示的变频器20具备：隔离器21、低噪声放大器(lna)22、谐波混频器23、低通滤波器24、倍频器25、衰减器(att)26以及前置放大器27。

隔离器21将频率frf的高频信号作为输入信号输入，并将输出向低噪声放大器22输入。隔离器21抑制输入信号的反射波的产生。低噪声放大器22使输入信号放大，并向谐波混频器23输出。倍频器25为倍频数k＝2的倍频器，输入频率flo1的本振信号并将频率放大2倍，生成并输出频率为2×flo1的高频信号。谐波混频器23为谐波次数n＝2的谐波混频器，将低噪声放大器22所输出的频率frf的高频信号输入，并且将倍频器25所输出的频率为2×flo1的高频信号输入。谐波混频器23在内部生成所输入的频率(2×flo1)的高频信号的2倍的频率(2×2×flo1＝4×flo1)的高次谐波信号，并将其与频率frf的输入信号混频。谐波混频器23将所生成的频率4×flo1的高次谐波信号与频率frf的输入信号混频，由此，生成并输出频率frf－4×flo1的高频信号。谐波混频器23的输出被向低通滤波器24进行输入。低通滤波器24使输入信号的高频成分衰减。该情况下，从低通滤波器24输出频率fif1＝frf－4×flo1的高频信号(调制信号)。需要说明的是，图3所示的例子中，倍频数k和谐波次数n均设为2，但并不限定于此，均能设为任意值。

在此，例如，如果使frf＝60ghz、flo1＝14.25ghz、k＝2、n＝2时，则输出信号的频率fif1＝frf－k×n×flo1＝60－2×2×14.25＝3ghz。该情况下，变频器20将输入信号的频率frf＝60ghz下变频为频率fif1＝3ghz。

需要说明的是，构成为下变频器的情况下的变频器20的构成不限于图3所示，可根据情况适当变更。例如，可以或将低通滤波器24变更为带通滤波器，或在各部适当加入(插入)高通滤波器、带通滤波器，或省略低噪声放大器22、隔离器21。此外，还可以使用衰减器来代替隔离器21。此外，上述的构成中设置了倍频器25，因此，可以根据倍频数k的值来减小谐波混频器23的谐波次数n。不过，倍频器25也可以省略。

衰减器26使从前置放大器27的输入端子反射的信号的信号电平衰减，抑制在谐波混频器23的输出端子处从前置放大器27反射而返回来的信号对输出信号的影响。该衰减器26夹插于低通滤波器24与前置放大器27之间。

前置放大器27使来自低通滤波器24的输出信号的信号电平放大，并将其向后级的数字示波器(后述的数字示波器8)输出。由此，即使在测定来自变频器20的输出信号的数字示波器的输入灵敏度低的情况下，也能将从变频器20输出的输出信号放大为任意的信号电平。因此，能与进行输出信号的测量的数字示波器的动态范围(dynamicrange)匹配地对来自变频器20的输出信号的信号电平进行适当调整。

此外，在为了使从变频器20输出的输出信号的信号电平与数字示波器8的灵敏度匹配而在变频器20和示波器8之间插入放大器的情况下，由于该放大器的特性未知，因此无法得到输出信号正确的测定结果。但是，如本实施方式这样，对变频器20内部预先设置调整输出信号的信号电平的前置放大器27，由此，该前置放大器27的频率特性也能包含在变频器20的频率特性中，因此，能通过使用变频器20来简单地构成与数字示波器的输入的灵敏度匹配并能高精度地测定输出信号的测定系统。

倍频器25与倍频器15同样，在本实施方式中要将本振信号的频率flo1例如放大为2倍，因此使用有源二倍频器。普通倍频器中，输出的倍频后的本振信号的功率会根据要倍频的频率而变动。其结果是，在如后述那样测定变频器20的振幅以及相位的频率特性(s参数)并进行变频器20所输出的输出信号的校正处理的情况下，由于倍频器15所输出的本振信号的信号电平不稳定，因此，无法对变频器20所输出的输出信号进行高精度的校正，无法得到正确的测定结果。因此，本实施方式中，为了使倍频后的信号电平固定，以便在规定的频带内输出固定的功率的本振信号，而在输出部附加了agc的放大功能，以在规定的频带内的任意频率下信号电平都不会改变的方式，以固定的功率对谐波混频器23输出倍频后的本振信号。

使用上述的倍频器25，由此，使向谐波混频器23供给本振信号时的功率电平在宽的频带内稳定，使谐波混频器23的调制精度以及功率电平的再现性均提高。由此，在预先测定变频器20的振幅以及相位的频率特性(s参数)并根据上述频率特性来进行从变频器20输出的信号的校正处理时，由于倍频器23所输出的本振信号固定，因此，在规定的频带内的任意频率下，都能对变频器20所输出的信号进行高精度的校正，能得到正确的测定结果。在此，倍频器25由于要与谐波混频器23的谐波次数组合地进行变更，因此，采用的是能任意变更倍频数的构成。

此外，图1～图3所示的谐波混频器100、11以及23各自的谐波次数n不限于4，也可以是2、6等。而且，n的值不限于偶数，也可以是奇数。谐波混频器100、11以及23也可以分别构成为与倍频器15的倍频数组合地任意切换谐波次数n的值。

即，因所使用的谐波混频器的种类，由于其电路特性等，根据进行变频的频率、带宽等，也有时会因谐波次数而产生杂波。因此，有必要进行与频率以及带宽对应的测定、实验等，使谐波混频器的谐波次数与所使用的谐波混频器的特性匹配，也包含与倍频器15的倍数的组合，设定为适时良好的数值。

接着，参照图4，对作为本申请的一实施方式的测量系统1进行说明。图4是表示作为本申请的一实施方式的测量系统1的构成例的系统图。需要说明的是，图4中，对于与图2和图3所示的构成相同的构成赋予了相同的附图标记。图4所示的测量系统1具备校正用数据取得部2和测量部3。

测量部3具备：控制部5、任意信号发生器6、变频器10、变频器20、数字示波器8以及本机振荡器40。此外，作为测量对象的样本的高频设备等的试验品7在测量时被插入至变频器10与变频器20之间。试验品7例如为天线、低噪声放大器等设备。这些构成中，至少任意信号发生器6和数字示波器8采用市售的已校正的测量设备。

控制部5使用例如个人计算机等计算机来构成。控制部5具备：预失真(pre-distortion)处理部51、校正数据存储部52、均衡处理部53以及解析部54。在此，预失真处理部51、均衡处理部53以及解析部54构成为在构成控制部5的计算机上利用该计算机的硬件资源来执行的软件。此外，校正数据存储部52构成为控制部5所具有的存储装置内的规定的存储区域。

校正数据存储部52记录由校正用数据取得部2所取得的表示变频器10以及变频器20的输入输出信号间的振幅以及相位的变化的频率特性(即表示传输特性的二端口s参数s21)的数据。不过，也可以代替记录频率特性，或者在记录的同时记录例如表示如何校正波形的数据。

预失真处理部51基于存储于校正数据存储部52的表示变频器10以及变频器20的振幅以及相位的频率特性的数据，进行校正任意信号发生器6所产生的信号波形的处理。例如，预失真处理部51基于表示作为上变频器的变频器10的振幅以及相位的频率特性的数据，使任意信号发生器6所产生的波形的振幅值和相位值根据频率而变化，以便抵消由变频器10所导致的振幅特性的波动和相位特性的波动(即，使频率特性平稳)。预失真处理部51在例如变频器10的输出信号的振幅值与其他频带相比在某一频带衰减了的情况下，在此频带内进行使振幅值放大的校正以便抵消此衰减的量。此外，预失真处理部51在例如变频器10的输出信号的相位与其他频带相比在某一频带滞后了的情况下，在此频带内进行使相位提前的校正以便抵消此滞后的量。

均衡处理部53基于存储于校正数据存储部52的表示变频器10和变频器20的振幅以及相位的频率特性的数据，对由数字示波器8所测量和记录的测量数据进行实施校正的处理。例如，均衡处理部53基于表示作为下变频器的变频器20的振幅以及相位的频率特性的数据，使测量数据的振幅值和相位值根据频率而变化，以便抵消由变频器20所导致的振幅特性的波动和相位特性的波动(即，使频率特性平稳)。均衡处理部53在例如变频器20的输出信号的振幅值与其他频带相比在某一频带衰减了的情况下，在此频带内进行使振幅值放大的校正，以便抵消此衰减的量。此外，均衡处理部53在例如变频器20的输出信号的相位与其他频带相比在某一频带滞后了的情况下，在此频带内进行使相位提前的校正，以便抵消此滞后的量。

解析部54基于由均衡处理部53进行校正后的测量数据，进行解析试验品7的规定的高频特性的处理。

任意信号发生器6基于使用了任意信号发生器6所具有的控件的规定的设定操作、从控制部5输入的控制信号，产生任意形状的波形并输入至变频器10。以下的说明中，任意信号发生器6采用输出中心频率fif1的具有规定的带宽的调制信号的装置。

变频器10如图2所示构成为上变频器，并将由任意信号发生器6所输出的频率fif1的信号作为输入信号、将由本机振荡器40所输出的频率flo1的信号作为本振信号输入。然后，变频器10将频率fif1的输入信号与频率flo1的本振信号的k×n倍的高次谐波信号混频，并将频率frf的高频信号作为输出信号输出。

变频器20如图3所示构成为下变频器，并经由例如试验品7将由变频器10所输出的频率frf的信号作为输入信号输入，并且将由本机振荡器40所输出的频率flo1的信号作为本振信号输入。然后，变频器20将频率frf的输入信号与频率flo1的本振信号的k×n倍的高次谐波信号混频，并将频率fif1的信号作为输出信号输出。

数字示波器8按规定的采样间隔来读取变频器20的输出信号，并记录在内部的规定的存储装置。

本机振荡器40产生频率flo1的本振信号并使用例如未图示的分配器来进行分配，向变频器10和变频器20输入。

另一方面，校正用数据取得部2是用于在试验品7的测量之前，先取得参照图2和图3所进行说明的变频器10和变频器20的传输特性(即，表示传输特性的二端口s参数s21)的构成。即，校正用数据取得部2在由测量部3进行的试验品7的高频特性的测量之前，先测量变频器10以及变频器20的振幅以及相位的频率特性。

图4所示的例子中，校正用数据取得部2构成为具备毫米波矢量网络分析仪4。毫米波矢量网络分析仪4是对试验品的毫米波频段的s参数等高频特性进行测量的测量设备，该情况下，采用市售的进行了校正的设备。校正用数据取得部2中，在毫米波矢量网络分析仪4连接有包含隔离器30、变频器10或20以及本机振荡器70的电路。本机振荡器70产生例如与本机振荡器40频率相同的本振信号，并作为本振信号对变频器10或20输入。不过，该本振信号也可以由毫米波矢量网络分析仪4给出。变频器10和变频器20的任一方均分别连接于一个毫米波矢量网络分析仪4，分别被测量输入信号与输出信号之间的振幅和相位的变化(即传输特性)的周波特性。

隔离器30被插入毫米波矢量网络分析仪4的信号输出端子与变频器10或20的信号输入端子之间。该隔离器30抑制从毫米波矢量网络分析仪4输出并向变频器10或20输入的信号向毫米波矢量网络分析仪4反射。需要说明的是，也可以使用衰减器来代替隔离器30。申请人确认，通过设置该隔离器30等，会增强预失真处理部51和均衡处理部53所进行的波形校正的效果。

需要说明的是，测量变频器10和20的频率特性时的频率扫描的范围能根据被输入至试验品7的高频信号frf、调制信号的带宽来设定。例如，试验品7只要是适用于规定的无线通信的设备，就能设定为覆盖由该无线通信中使用的各信道的载波频率和各信道的调制信号的带宽决定的频率范围。

使用毫米波矢量网络分析仪4进行测量后的结果，即变频器10和变频器20的振幅以及相位的频率特性(即表示传输特性的二端口s参数s21)经由规定的记录介质、规定的通信线，被读取至控制部5并存储于校正数据存储部52。

接着，参照图4和图5，对通过测量系统1来测量试验品7的高频特性时的处理的流程进行说明。

首先，用户使用毫米波矢量网络分析仪4来取得变频器10和20的振幅以及相位的频率特性(s参数s21)(步骤s101)。即，通过毫米波矢量网络分析仪4来预先测定包含谐波混频器的变频器10和20的s参数。不过，该测量也能在例如控制部5的控制下自动或半自动地进行。

接着，根据用户对控制部5等进行的规定的指示操作，在步骤s101中所取得的振幅以及相位的频率特性(s参数s21)被存储于校正数据存储部52(步骤s102)。

接着，根据用户对控制部5进行的规定的指示操作，预失真处理部51基于存储于校正数据存储部52的振幅以及相位的频率特性(s参数s21)，设定对由任意信号发生器6生成的波形(设为基准信号)实施的预失真(步骤s103)。

接着，用户将变频器(上变频器)10和变频器(下变频器)20直接(即经由最短的导波管等)连接，用户通过直接或经由控制部5来进行规定的指示操作而将由任意信号发生器6所产生的被校正后的基准信号向变频器(上变频器)10输入，并通过数字示波器8来测量并记录变频器(下变频器)20的输出(步骤s104)。该变频器(上变频器)10的输出端子(例如形成为导波管的插入口)和变频器(下变频器)20的输入端子(例如形成为导波管的插入口)成为测量试验品7的毫米波频段的高频特性时的基准面(设为毫米波基准面)。此外，以毫米波基准面为基准朝向图时，左侧为发送侧(即上变频动作)，以毫米波基准面为基准朝向图时，右侧为接收侧(即下变频动作)。

接着，用户将试验品7插入至变频器(上变频器)10与变频器(下变频器)20之间，用户通过直接或经由控制部5来进行规定的指示操作，将由任意信号发生器6所产生的校正后的基准信号向变频器(上变频器)10输入，并由数字示波器8来测定并记录变频器(下变频器)20的输出(步骤s105)。

接着，根据用户对控制部5进行的规定的指示操作，均衡处理部53基于存储在校正数据存储部52的振幅以及相位的频率特性(s参数s21)，对由数字示波器8记录的数据实施校正处理(即均衡处理)(步骤s106)。在此，例如对步骤s104中所记录的测量值和步骤s105中所记录的测量值这两方进行校正处理。

接着，根据用户对控制部5进行的规定的指示操作，解析部54基于通过均衡处理部53进行了校正处理后的数据，进行计算例如星座图(调制精度)、频谱模板等的处理(步骤s107)。在此，试验品7的高频特性能将在步骤s104中测量出并进而在步骤s106中校正后的测量值的振幅、相位变化的值(或者阻抗、失真量、各种参数)作为基准值，并基于在步骤s105中测量出并在步骤s106中校正后的测量值的振幅、相位变化的值(或者阻抗、失真量、各种参数)与该基准值相比变化了多少来计算出解析结果。即，能以在步骤s104中所测量出的毫米波基准面的测量值(或对其进行了校正后的值)为基准，进行在步骤s105中所测量出的试验品7的测量值(或对其进行了校正后的值)的解析。

接着，参照图6a～d，对预失真处理部51在发送侧对向变频器10的输入信号的振幅和相位的校正、以及均衡处理部53在接收侧对来自变频器20的输出信号的振幅和相位的校正的效果的确认结果进行说明。图6a是通过预失真处理部51来进行的校正和通过均衡处理部53来进行的校正均未进行的情况下的频谱模板(spectrummask)的观测结果。另一方面，图6b是通过预失真处理部51来进行的校正和通过均衡处理部53来进行的校正这两方均进行了的情况下的频谱模板的观测结果。在此，图6中记载的矢量校正是指对振幅和相位这两者进行校正。

此外，图6c是通过预失真处理部51来进行的校正和通过均衡处理部53来进行的校正均未进行的情况下的星座图。另一方面，图6d是通过预失真处理部51来进行的校正和通过均衡处理部53来进行的校正这两方均进行了的情况下的星座图。evm(errorvectormagnitude，误差矢量幅度)的值在未进行了校正的情况下为23.9％，与此相对，在进行了校正的情况下为8.1％，确认了调制精度的改善。

如上，本申请的实施方式中，使用谐波混频器来构成变频器，因此能简化变频器的构造，且使用通用的数字示波器来进行调制信号的测定，因此能实现制造成本的降低、测定设置的容易性。此外，在使用谐波混频器的情况下，虽然有时输出信号中会含有很多像(假象)信号，且该像信号有时会成为与变频后的所期望的信号重叠而使调制精度等恶化的原因，但通过使用振幅和相位的频率特性的测量值来校正波形，会防止调制精度等恶化。由此，即使假设是单体时频率特性不太好的变频器，也能通过数字校正来容易地改善特性。即，本实施方式中，通过预先测量来预先掌握变频器10和20的频率特性，并在使用时进行数字校正来使用。通过这些方式，即使假设作为设备单体的性质不太好，也能通过实施校正来进行高精度的测量。

需要说明的是，本申请的实施方式不限于上述方式。例如，可以在变频器10、变频器20一体嵌入本机振荡器40。通过将本机振荡器40嵌入至变频器10、变频器20，能更简单地构成测量部3。此外，还可以将变频器10、变频器20、本机振荡器40嵌入至任意信号发生器6，或者嵌入至数字示波器8。此外，关于变频器10、变频器20的振幅和相位的频率特性的预先测量无需在每次测量试验品7时都进行，例如按固定的期间进行测量即可。因此，在测量时，无需始终准备一般而言较为昂贵的毫米波矢量网络分析仪。此外，预先测量的数据也可以在室温等多个测量环境中预先准备。

此外，图8是表示本申请的有无校正的比较结果的另一例的图。图8的例子表示的是在60ghz频段的信道下的比较的例子，使用了16qam和π/2bpsk信号。图8中，采用图4的变频器(下变频器)20具有谐波混频器的构成来得到比较结果。不过，关于图4中的变频器(上变频器)10，采用的是不具有谐波混频器的构成。需要说明的是，在图8的比较结果中所使用的信道为ieee802.11ad的分配信道1。

图8中，91表示的是使用了16qam的未校正的星座图。evm为20.6％。对其进行使用了s参数的信号校正并得到93的星座图。93的星座图中，evm为8.8％，得到了大幅改善。

图8中，92表示的是使用了π/2bpsk信号的未校正的星座图。evm为22.2％。对其进行使用了s参数的信号校正并得到94的星座图。94的星座图中，evm为7.8％，得到了大幅改善。

由图8可知，即使在采用仅图4的变频器(下变频器)20具有谐波混频器的构成的情况下，也能大幅改善evm。

图9是表示本申请的有无校正的比较结果的又一例的图。图9的例子表示的是在与图8不同的60ghz频段的信道下的比较的例子，使用了16qam和π/2bpsk信号。图9中，采用了图4的变频器(下变频器)20具有谐波混频器的构成来得到比较结果。不过，关于图4中的变频器(上变频器)10，采用了不具有谐波混频器的构成。需要说明的是，在图9的比较结果中所使用的信道为ieee802.11ad的分配信道2。

图9中，101表示的是使用了16qam的未校正的星座图。evm为19.9％。对其进行使用了s参数的信号校正并得到103的星座图。103的星座图中，evm为9.0％，得到了大幅改善。

图9中，102表示的是使用了π/2bpsk信号的未校正的星座图。evm为13.9％。对其进行使用了s参数的信号校正并得到104的星座图。104的evm为8.4％，得到了大幅改善。

由图9可知，即使在采用仅图4的变频器(下变频器)20具有谐波混频器的构成的情况下，也能大幅改善evm。虽然图8和图9中分别使用了不同的信道，但两者的evm都得到了大幅改善。

需要说明的是，除上述以外，本申请还可以具有一些示例性的方案。在第一示例性的方案中，变频器是输入规定的输入信号和规定的本振信号，并以将所述输入信号与n倍放大所述本振信号的频率后的高次谐波信号混频后的信号作为输出信号来输出的变频器，将所述输入信号与所述高次谐波信号混频的电路为利用半导体元件的非线性特性来将所述高次谐波信号与所述输入信号混频的谐波混频器，所述输入信号或所述输出信号在向该变频器输入之前或从该变频器输出之后，基于预先测量出的该变频器的振幅以及相位的频率特性被实施校正。

此外，第二示例性的方案中，变频器具备进一步将所述本振信号的频率k倍倍频并将此信号向所述谐波混频器输入的倍频器。

此外，第三示例性的方案中，变频器使用矢量网络分析仪来进行所述测量，所述矢量网络分析仪生成并输出被向所述变频器输入的所述输入信号，输入并测量从所述变频器输出的所述输出信号，由此，测量所述变频器的振幅以及相位的频率特性，并且，所述输入信号经由隔离器或衰减器从所述矢量网络分析仪向所述变频器输入。

此外，第四示例性的方案中，测量系统具备：第一所述变频器；第二所述变频器；信号发生器，生成具有实施了所述校正后的波形的信号并向所述第一变频器输出；信号测量器，测量接收了从所述第一变频器输出的信号的所述第二变频器所输出的信号；以及校正处理部，对所述信号测量器的测量结果实施所述校正。

此外，第五示例性的方案中，测量方法使用第一所述变频器、第二所述变频器、产生进行了所述校正后的调制信号并向所述第一变频器输出的信号发生器、测量接收了从所述第一变频器输出的信号的所述第二变频器所输出的信号的信号测量器、以及对所述信号测量器的测量结果进行所述校正的校正处理部，将试验品插入至所述第一变频器与所述第二变频器之间来测量所述试验品的高频特性。

根据上述的实施方式等，能通过一个谐波混频器来构成变频器所具备的混频器。由此，能简化构成。

产业上的可利用性

本申请涉及变频器、测量系统和测量方法。

附图标记说明：

1测量系统

2校正用数据取得部

3测量部

4毫米波矢量网络分析仪

5控制部

6任意信号发生器

8数字示波器

10变频器

11谐波混频器

20变频器

23谐波混频器

30隔离器

40本机振荡器

51预失真处理部

52校正数据存储部

53均衡处理部

54解析部

81二极管

91～94星座图

101～104星座图