隔直电容器C 12的第一端相连；且隔直电容器C n和隔直 电容器C12的第一端共同作为第二反馈级360的输入端；隔直电容器C η的第二端与PM0S晶 体管Μρ6的栅极相连，隔直电容器C 12的第二端与NM0S晶体管Μ η6的栅极相连；NM0S晶体管 Μη6的栅极通过偏置电阻器R 12连接至偏置电压V bn3, PM0S晶体管Μρ6的栅极通过偏置电阻器 连接至偏置电压V bp3;NM0S晶体管Μ η6的漏极连接电源V DD，PM0S晶体管Μρ6的漏极接地； 反馈电阻器RF2第一端与NM0S晶体管Μη6的源极以及PM0S晶体管Μρ6的源极相连，所述反馈 电阻器RF2第二端作为第二反馈级360的输出。
[0049] 如图3所示第二负载级380包括交流耦合电容器和负载电阻器R ?2;交流耦合 电容器的第一极板与第二反馈级360的输入端相连，交流耦合电容器C ^的第二极板与 负载电阻器的第一端相连，负载电阻器R u的第二端接地。
[0050] 如图3所示共模反馈（Common-Mode Feedback，CMFB)电路390包括：电阻器Rcl、 电阻器L以及放大器Amp ;所述电阻器1^的第一端与第一反馈级330的输入端相连，电阻 器艮2的第一端与第二反馈级360的输入端相连，电阻器Rd的第二端与电阻器1?。2的第二端 相连；放大器Amp的第一端连接参考电压Vraf，放大器Amp的第二端连接至电阻器1的第 二端；放大器Amp的第三端输出偏置电压Vbpl。
[0051] 该共模反馈电路390的输入端口 A连接至参考电压V"f，共模反馈电路的输入端口 B与输出端口 1。+相连，共模反馈电路的输入端口 C与输出端口 I。相连；电阻器Rd的第一 端与输出端口 1。+相连，电阻器Ru的第一端与输出端口 I。相连，电阻器Rci的第二端与电阻 器艮2的第二端相连，并在此节点得到输出端口的共模电压；此共模电压与参考电压V 作 为差分输入/单端输出放大器Amp的两个输入信号；该放大器Amp的输出电压即为偏置电 压Vbpl。共模反馈电路将低噪声跨导放大器的输出共模电压稳定在VDD/2附近，从而得到均 衡的上下摆幅，获得好的大信号线性度。
[0052] 为方便本领域技术人员理解本发明的技术内容，下面结合图3通过具体的工作流 程对本发明的内容进行详细阐述。
[0053] 差分信号正端由第一输入端Vin+输入，经过第一互补共源级310和第二互补共源 级320转化为电流信号传递到输出节点1。+，经过第一负载级370中的交流耦合电容(^后 流入负载电阻器Ru;输出节点I。+处的电压信号经过第一反馈级330转换成电流信号反馈 至第一输入端Vin+，实现输入阻抗匹配。
[0054] 差分信号负端由第二输入端Vin输入，经过第三互补共源级340和第四互补共源 级350转化为电流信号传递到输出节点I。，经过第二负载级380中的交流耦合电容Q后 流入负载电阻器&2;输出节点I。处的电压信号经过第二反馈级360转换成电流信号反馈 至第二输入端Vin，实现输入阻抗匹配。
[0055] 共模反馈电路390的端口 B、C分别连接到低噪声跨导放大器的输出端口 1。+、I。； 共模反馈电路390中的电阻器1和R。2的一端分别连接至输出端口 I。+和I。，电阻器1和 1?。2的另一端连接到同一节点，在此节点得到输出端口 I。+和I。的共模电压；此共模电压与 参考电压作为差分输入/单端输出放大器Amp的两个输入信号；该放大器Amp的输出 电压即为偏置电压Vbpl。
[0056] 本发明具有的部分噪声抵消特性原理具体为：如图4所示，NM0S晶体管Mnl的沟道 热噪声电流inl经过负载电阻器Ru后转换成输出节点I。+处的负极性噪声电压01，噪声电 压01经过第一反馈级后在第一输入端Vin+处形成负极性噪声电压02 ;第一输入端V ιη+处的 负极性噪声电压02经过NM0S晶体管Mnl、PM0S晶体管Mpl、NM0S晶体管M n2和PM0S晶体管 Mp2后转换成噪声电流并流经负载电阻器1^1，转换成输出节点1。+处的正极性噪声电压03 ; 此正极性噪声电压03与NM0S晶体管Mnl的沟道热噪声电流i nl在输出节点I。+处直接产生 的负极性噪声电压01相叠加，形成了输出节点1。+处幅度较小的总噪声电压04,由此实现 了噪声的部分抵消。同理可得：PM0S晶体管Mpl、NM0S晶体管Mn2和PM0S晶体管Μ p2的沟道 热噪声电流都会在输出节点1。+处被部分抵消。因此，噪声部分抵消特性降低了 LNTA电路 的噪声。
[0057] 本发明具有的高线性原理具体为：以图3中第一部分电路为例，其三阶非线性的 贡献来源包括：第一共互补共源级310和第二互补共源级320的三阶非线性、第一反馈级 330的三阶非线性、以及由反馈型LNTA中固有的二阶非线性相互作用而导致的三阶非线 性。偏置在强反型区的第一互补共源级310的三阶非线性系数为负，而偏置在弱反型区的 第二互补共源级320的三阶非线性系数为正，通过选择合适的偏置电压和晶体管尺寸，可 以使得第一互补共源级310和第二互补共源级320的总的三阶非线性系数为零。NM0S/PM0S 互补结构使得第一互补共源级310、第二互补共源级320以及第一反馈级330的二阶非线 性系数都约为零，因此使得由反馈结构中二阶非线性相互作用而导致的三阶非线性系数为 零。此外，第一反馈级330中的NM0S晶体管Mn3和PM0S晶体管Μ p3均偏置在三阶非线性系 数为零的静态工作点，因此使得第一反馈级330的三阶非线性系数为零。由此，本发明的 LNTA电路的总的三阶非线性被显著降低，从而提升了电路的小信号线性度（即输入三阶交 调截点，IIP3)。此外，NM0S/PM0S互补结构使得第一互补共源级310、第二互补共源级320 和第一反馈级330在大的带外阻塞信号存在的条件下工作在推挽式甲乙类状态，因此可以 获得高的输入ldB压缩点（IPldB)和ldB退敏点（IBldB)，以及良好的大信号输入阻抗匹配性 能。
[0058] 本发明具有的宽带原理具体为：本低噪声跨导放大器的输入阻抗匹配由反馈电路 实现，而宽带特性是反馈电路的固有属性，因此无需使用片上电感等无源器件来实现阻抗 匹配。本发明的LNTA电路在实现宽带匹配的同时，也极大降低了芯片面积。
[0059] 为简化分析，以图3中左侧单端电路为例，其跨导增益G"为：
[0060] Gn=gnCS (1)
[0061] 其中，gniCS代表晶体管Mnl、Mpl、M n2与Mp2的小信号跨导之和。选择较大的gniCS可以 降低后级电路对整个接收机的噪声贡献，有利于提高接收机的灵敏度。
[0062] 本发明中的LNTA的宽带匹配是由反馈结构来实现的，忽略寄生电容和交流耦合 电容，单端电路的输入电阻Rin可以表示为：
[0064] 其中，gniCS代表晶体管Μ nl、Mpl、Mn2与Μ p2的小信号跨导之和，g娜代表晶体管Μ n3与 Mp3的小信号跨导之和，RF表示反馈电阻RF1的阻值，L表示负载电阻R u的阻值。通过合理 选择RF、gmc和g mW，可以实现宽带阻抗匹配。
[0065] 电路的噪声系数F的表达式如下：
[0067] 其中，γ是偏置依赖参数，Rs为源电阻，RF表示反馈电阻R F1的阻值，1表示负载 电阻Ru的阻值。由式（3)可知，由于部分噪声抵消，各晶体管的沟道热噪声的贡献都降低 了。
[0068] 下面通过具体的实验数据对本发明的效果进行说明，在这一实施例中，LNTA电路 采用TSMC 0. 18 μ m RF CMOS工艺实现，使用1. 8V电源供电，电路的静态工作电流为9. 1mA。
[0069] 图5给出了 LNTA的输入反射系数S11、跨导增益G"和噪声系数NF的曲线。由图 可知：输入反射系数S11在0. 17到1.7GHz范围内低于-10dB，最大跨导增益约为61mS。在 整个工作频带内，NF为2. 4到2. 6dB。
[0070] 如图6所示，当采用频率为900MHz和901MHz的等幅双音信号测试本发明的LNTA 的线性度时，其输入三阶交调截点（IIP3)仿真结果为20. 9dBm。如图7所示，在900MHz 频点注入单音测试信号，得到输入ldB压缩点（IPldB)为4. 12dBm。此外，在距带内有用 信号100MHz频偏处施加带外阻塞干扰信号，得到带内有用信号的阻塞退敏点（IBldB)为 1. 58dBm。在有OdBm带外阻塞干扰的条件下，LNTA的NF比无阻塞干扰情况下的小信号NF 恶化了 0. 7dB。电路的大信号输入阻抗匹配性能随阻塞干扰功率（PblcKkCT)变化的曲线如图 8所示，即使存在4dBm的大信号阻塞干扰，LNTA的输入反射系数S11依然可以在宽频带范 围内保持在_10dB以下。
[0071] 以上结果表明，本申请的一种高线性低噪声跨导放大器（简写为：LNTA)的输入 匹配带宽、噪声和线性度均表现出了较好的指标特性，又具备优越的抗阻塞干扰能力，无片 上电感的设计减小了芯片面积，使之非常适合于无SAW滤波器的单芯片集成接收机应用环 境。
[0072] 以上通过【具体实施方式】和实施例对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对 本发明的限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改 进，这些也应视为本发明的保护范围。
【主权项】
1. 一种高线性低噪声跨导放大器，其特征在于，包括：第一输入端、第二输入端、第一 部分电路以及第二部分电路；所述第一输入端与第一部分电路相连，所述第二输入端与第 二部分电路相连，且所述第一部分电