的欧拉角为(0° ,106°，0°)、且将Al膜层叠于Pt膜的IDT 电极时的谐振特性的图。
[0047] 图19是表示使用了Li师化的欧拉角为(0° ,108°，0°)、且将Al膜层叠于Pt膜的IDT 电极时的谐振特性的图。
【具体实施方式】
[004引 W下，参照附图来说明本发明的具体的实施方式，由此使得本发明更明了。
[0049] 图1是本发明的一实施方式设及的可调谐滤波器的电路图。本实施方式的可调谐 滤波器1利用洛夫波。
[0050] 如图1所示，可调谐滤波器1具有输入端子2、输出端子3和接地端子5。在连结输入 端子2与输出端子3的串联臂4上设置有第1压电谐振器RS1。第1压电谐振器RSl在本实施方 式中由声表面波谐振器形成。
[0051 ]更具体的是，如图2(a)及(b)所示，第I压电谐振器具有LiNb化基板12。在LiNb化 基板12上形成有IDT电极13 JDT电极13具有多根第1电极指14和多根第2电极指15。多根第1 电极指14和多根第2电极指15相互交错插入。在IDT电极13的声表面波传播方向两侧设置有 反射器16、17。
[0052] 上述IDT电极13及反射器16、17能够由适宜的金属形成，但在本实施方式中由Pt膜 构成。在本实施方式中，利用基于由第1压电谐振器RSl激励的洛夫波的谐振特性。
[0053] 在第1压电谐振器RSl中，IDT电极13能够通过薄膜形成法等形成于Li师化基板12 上。因此，不会导致制造工序变得繁杂。
[0054] 返回图1，第1压电谐振器RSl并联地连接着第1并联电感LP1。再有，第1压电谐振器 RSl串联地连接着第1串联电感LSI。上述第1并联电感LPl及第1串联电感LSl构成了本发明 中的第1电感。
[0055] 第1电感能扩展第1压电谐振器RSl的相对频带。在此，相对频带指的是谐振频率与 反谐振频率的频率差。在本实施方式中，第1并联电感LPl使第1压电谐振器RSl的反谐振频 率向高频侧移位。由此来扩展相对频带。另一方面，第1串联电感LS1使第1压电谐振器RSl的 谐振频率向低频侧移位。
[0056] 因此，构成了图1中W虚线表示的宽频带的第1谐振电路7。
[0057] 再有，具有第1压电谐振器RSl及第1串联电感LSl及第1并联电感LPl的第1谐振电 路7,并联地连接着第1并联可变电容CP1。还有，第1谐振电路7串联地连接着第1串联可变电 容 CS1。
[0058] 上述第1并联可变电容CPl及第1串联可变电容CSl构成了本发明中的第1可变电 容。该第1可变电容和第1谐振电路7-起构成了第1可变谐振电路9。即，通过使第1并联可变 电容CPl及第1串联可变电容CSl的静电电容变化，从而能够使上述第1可变谐振电路9的频 率特性变化。
[0059] 并联臂6被配置为连结上述串联臂4与接地端子5。在该并联臂6上设置有第2压电 谐振器RS2。第2压电谐振器RS2和第1压电谐振器RSl同样地利用了基于洛夫波的谐振特性。 再有，第2压电谐振器RS2也具有在LiNb化基板上设置了 IDT电极及反射器的结构。即，由1端 口型的声表面波谐振器构成第2压电谐振器RS2。
[0060] 第2压电谐振器RS2串联地连接着第2串联电感LS2。第2压电谐振器RS2并联地连接 着第2并联电感LP2。通过第2压电谐振器RS2、第2串联电感LS2、和第2并联电感LP2而构成了 W虚线表示的宽频带的第2谐振电路8。
[0061] 上述第2串联电感LS2是为了使第2压电谐振器RS2的谐振频率化向低频侧移位而 被设置的。第2并联电感LP2是为了使压电谐振器RS2的反谐振频率化向高频侧移位而被设 置的。
[0062] 目P，作为第2电感的第2串联电感LS2及第2并联电感LP2分别能扩展第2压电谐振器 RS2的相对频带。因此，第2谐振电路8的谐振频率一反谐振频率间的频域、即相对频带，与上 述第2压电谐振器RS2的谐振频率一反谐振频率间的频域相比，被更进一步扩展。如此一来， 形成宽频带的第2谐振电路8。
[0063] 上述第2谐振电路8串联地连接着第2串联可变电容CS2。再有，第2谐振电路8并联 地连接着第2并联可变电容CP2。
[0064] 在并联臂6中，上述宽频带的第2谐振电路8连接第2串联可变电容CS2及第2并联可 变电容CP2而构成了第2可变谐振电路10。
[0065] 通过调整上述第2串联可变电容CS2的静电电容及/或第2并联可变电容CP2的静电 电容，从而能够调整第2可变谐振电路10的频率特性。
[0066] 在本实施方式的可调谐滤波器1中，利用了洛夫波，通过调整上述第1并联可变电 容CP1、第1串联可变电容CSl及/或第2并联可变电容CP2、第2串联可变电容CS2的静电电容， 从而能够调整上述第1、第2可变谐振电路9、10的频率特性。
[0067] 而且，在本实施方式的可调谐滤波器中，在整个上述可变频率范围内，通频带或衰 减频带，与在LiNb化基板内传播慢的横波的声速除W由IDT电极的周期决定的波长A而得到 的值相比，更位于低频域侧。因而，可W减小损耗、且能够提高滤波器特性的睹峭性。进而， 由于具备频带扩展用的电感器，故能够扩展频率可变范围。
[0068] 另外，在本实施方式中能实现梯型电路构成的可调谐滤波器。因此，上述第1串联 电感LSl及第1并联电感LPl是进行频带扩展的第1电感，第2串联电感LS2及第2并联电感LP2 构成了第2电感，W扩展第2压电谐振器RS2的相对频带。然而，本发明并未限定于运种梯型 电路构成的可调谐滤波器。即，在使用LiNb化基板来构成压电谐振器、并利用洛夫波的可调 谐滤波器装置中，只要是压电谐振器连接有频带扩展用电感及可变电容的构成，也能够应 用于梯型电路构成W外的可调谐滤波器。该情况下，只要通频带及衰减频带与在LiNb化基 板中传播慢的横波的声速除W由IDT电极的周期决定的波长而得到的值相比位于更低的低 频域即可。由此，可W减小损耗、且可W提高滤波器特性的睹峭性，还能够扩展频率可变范 围。
[0069] 接着，在本实施方式中，更详细地说明可降低损耗、可W提高滤波器特性的睹峭 性、还能扩展频率可变范围。
[0070] 在使用可变电容使谐振电路的频率变化的情况下，频率可变范围成为从谐振电路 的谐振频率到反谐振频率为止的范围。例如，在图1所示的第1谐振电路7中，通过调整第1串 联可变电容CSl及/或第1并联可变电容CPl的静电电容，从而能够使频率在从第1谐振电路7 的谐振频率到反谐振频率为止的频率范围内变化。
[0071] -般而言，移动电话机用的可调谐滤波器所要求的频率可变宽度例如为700~ 1000 MHz程度、或者1600~2700MHz程度，非常宽。另一方面，使用了洛夫波的声表面波谐振 器的相对频带宽度(Fa-FrVFr略少于20%。因此，若考虑频率可变宽度，则上述第1压电谐 振器RS1、第2压电谐振器RS2的相对频带宽度狭窄。因此，在本实施方式中，通过第1压电谐 振器RSl串联地连接第1串联电感LSl及并联地连接第1并联电感LPl，从而构成宽频带的第1 谐振电路7。即，利用第1串联电感LSl使谐振频率向低频侧移位，利用第饼联电感LPl使反 谐振频率向高频侧移位。
[0072] 图3表示压电谐振器的阻抗特性的一例，图4表示相位特性的一例。在此，IDT电极 13由Pt构成，由其电极指的波长A决定的周期为2皿。IDT电极13中的电极指交叉宽度为30A， 电极指的对数为60对。另外，所使用的LiNb化基板是15°旋转Y切害化传播的LiNb〇3，Pt膜的厚 度为0.04入。
[0073] 在此，由图3及图4可明确，在1600MHz附近可观察到寄生。该寄生是瑞利波引起的 寄生。根据使用状况，存在必须抑制该瑞利波寄生的情况。本申请发明人发现了通过调整 LiNb化的欧拉角及IDT电极13的膜厚而能够使该瑞利波引起的寄生极小化。
[0074] 图5表示上述瑞利波寄生的机电禪合系数k2几乎为零时的Pt厚度、和LiNb化的欧拉 角(〇°，0，〇°)的0的关系。在位于图5的曲线上的情况下，能够将瑞利波引起的寄生的机电禪 合系数k 2几乎设为零。该曲线在将Pt厚度设为H(A)的情况下能够近似为下述式(1A)。
[0075] 0 = -64960 X H3+19831 X H2-2068.4 X H+169.7...式（1A)
[0076] 再有，图6是表示洛夫波的谐振频率Fr、洛夫波的反谐振频率化及瑞利波的谐振频 率Fr的由Pt厚度及声速引起的变化的图。在图6中，实线表示瑞利波的