专利名称：射频调谐器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种射频调谐器。这种射频调谐器例如可用于接收陆地广播电视信号，并且可以是单一转换类型。但这样的调谐器也可以用于其他应用，如接收音频或数据信号，可以与其他分布系统共同使用，如卫星天线系统或电缆分线网络，或者也可以是其他结构。
已知的用于接收陆地广播电视信号的调谐器类型通常采用单一转换结构，以例如从50至860MHz的接收频谱中选择所需的信道，并将其转换为例如44MHz的输出中频。为了“保护”所需信道免受潜在干扰信号(如图像信道)的影响，这类调谐器典型地包含多个跟踪滤波器。这些跟踪滤波器典型地包含或包括具有以所需信道为中心的通带中心频率的跟踪带通滤波器。这类滤波器的存在使得在单一频率转换之前许多不希望的信道发生衰减，从而减少了互调效应。
为了覆盖整个广播频谱，这样的调谐器已知包括三个子调谐器1、2和3，如附图中的
图1所示。子调谐器1、2和3具有一个共用的射频(RF)输入端4和一个共用的中频(IF)输出端5。调谐器1、2和3分别用于在低频带(50至170MHz)、中频带(170至440MHz)和高频带(440至860MHz)内进行接收。这些子调谐器具有相同的构造，一个典型的例子在附图中的图2中示出。
RF输入端10连接到第一个可调带通滤波器11。该滤波器11是“单一元件”类型，并包括一个单个的电感/电容谐振网络，其中心频率被设置为跟踪被选择用于接收的所需信道的频率。这样滤波器11从完全接收的频谱中“选择”所需信道，并对包括图像信道在内的不希望的信道中的至少一些信道提供第一衰减。因此滤波器11提供了保护，避免了在后面紧跟的电路级中产生的互调。
在这个例子中，调谐器使用了高边混频，使得本地振荡器(LO)12的频率高于所选信道的频率，并与之相差输出中频。因此图像信道高于所选信道，并与之间隔开两倍的输出中频。
滤波器11的输出被提供给一个低噪声放大器/自动增益控制(LNA/AGC)级13，它提供了第一个系统变量增益。该级13的输出被提供给另外一个可调带通滤波器14。滤波器14是双元件类型，包括两个通常设置为双调谐松散耦合结构的谐振网络，其中心频率被设置为跟踪所需信道的频率。滤波器14对包括图像信道在内的不希望的信道提供了进一步、但是更高的Q衰减。
滤波器14的输出被提供给一个构成变频器一部分的混频器15，它也包括由一个锁相环(PLL)合成器16所控制的本地振荡器12。这个混频器的IF输出经由一个修平滤波器17和一个放大器18被提供给调谐器的输出端19。修平滤波器17减低了提供给放大器18的复合功率，从而避免了过载失真效应。
合成器16以已知的方式工作，并对本地振荡器频率进行控制，从而将所需信道转换为输出中频。合成器16具有一个控制电压输出端20，它被提供给本地振荡器12，还被提供给滤波器11和14的频率控制输入端。
在这种已知调谐器装置的典型例子中，用于所有三个子调谐器1、2和3的混频器15、放大器18和本地振荡器以及一个由这三个子调谐器共用的合成器16被设置在一个共同的集成电路中。跟踪滤波器11和14以及级13在对于每个子调谐器单独的基板上形成，并包括多个分立元件。
跟踪滤波器11和14以及本地振荡器12通常包括类似的谐振网络，这些谐振网络由变容二极管和空气线圈形式的空心电感构成。这些网络被如此设置，使得它们的谐振频率在所需工作频率范围内基本上跟踪一个与滤波器网络和振荡器网络之间的中频相等的频率偏移。在制造过程中，滤波器11和14与振荡器12之间的跟踪校准通过手动调节空气线圈在所需频率范围内被调整到最佳折中状态。这样可以在能够提供3个信道至6个信道之间的跟踪带宽的变频器12、15之前提供RF滤波，以及典型为55dB的图像消除或减少。
单一元件滤波器13的一个典型例子在附图中的图3中示出。这个滤波器具有一个连接到第一个电感元件22的RF输入端21，所述第一个电感元件感性耦合到第二个电感元件23。一个微调和隔直电容器24设置在地和电感元件23之间。一个变容二极管25与电感元件23并联连接，形成一个并联谐振电路。这个谐振电路经由一个隔直电容器27连接到该滤波器的输出端26。变容二极管25的电容和并联谐振电路的谐振频率由通过一个隔离电阻28提供给二极管25的控制电压Vvar来进行控制。
在组装之后，在一个手动或半自动校准步骤中对滤波器11进行校准。尤其是校准第一元件22和第二元件23之间的感性耦合并校准远见22和23的电感，以优化耦合频率范围，并相对于电压特性来校准频率，以使滤波器11能够最优地跟踪本地振荡器。
附图中的图4示出了双元件滤波器145的一个例子。这个滤波器具有一个经由耦合电容31连接到一个并联谐振电路的RF输入端30，所述并联谐振电路由一个电感元件32、一个微调和隔直电容器33以及一个变容二极管34构成。元件32感性耦合到一个电感元件35，该电感元件35构成了由一个微调和隔直电容器36和另一个变容二极管37组成的并联谐振电路的一部分。第二个谐振电路经由一个耦合电容器39连接到该滤波器的输出端38。频率控制电压Vvar分别通过隔离电阻40和41提供给二极管34和37。
还在制造结束时对滤波器14执行一个校准流程。并且，电感元件32和35之间的耦合以及元件32和35的电感值也被校准，以相对于电压特性来优化频率，用于跟踪本地振荡器。此外，还对耦合进行优化，以使由双调谐谐振网络所提供的通带平坦程度最高。
对于图1所示类型的调谐器，每个子调谐器包含滤波器11和14的例子，每个滤波器对于所需工作频率范围被优化。实际上，这些滤波器中电感元件的值可以在低频带子调谐器1中的几百纳亨(nHs)到高频带子调谐器3中的几nHs之间变化。这些电感元件的特征在于具有很高的Q因数，例如超过50。电感元件和变容二极管的Q因数是很重要的，因为它们决定了通带与谐振频率的比率，并从而决定了在通带中心和偏移频率之间所提供的衰减率。
这些滤波器11和14典型地具有超过一个倍频程的调谐范围。这是通过变容二极管25、34和37的电容范围来实现的，其在最大电容和最小电容之间典型地提供了12∶1的比率。
这些滤波器不适合于集成，例如集成在一个集成电路中。特别地，对于低频带的电感值过大，因此不能实际实现。而且总的复合电感也过大，因此也不能实际实现。此外，集成电路电感的Q因数比空气线圈低得多，并且集成的电感不能进行手动调节以对超过一个的谐振网络进行校准。由于集成电路的平面特性，形成能够手动或以电子方式调节的感性耦合结构是不现实的。集成电路变容二极管比分立变容二极管具有小得多的电容率，不能支持相对较高的电压，而通常为了实现较大的调谐范围需要这种较高的电压。另外，集成电路变容二极管具有比分立变容二极管较低的Q因数，结合集成电路电感的有限Q因数，这限制了所能实现的滤波性能。因此，完全集成图1至4所示类型的单一转换调谐器是不现实的。
根据本发明，提供了一种射频调谐器，其包括至少一个变频器，位于所述至少一个变频器之前的至少一个跟踪射频滤波器，以及一个具有滤波校准模式和接收模式的控制器，所述的至少一个滤波器具有至少一个由电感和多个电容组成的谐振网络，这些电容可以独立地切换到网络中，以选择其谐振频率，所述控制器在校准模式下被设置为确定标称电容和为了实现已知谐振频率的实际电容之间的差值，并在接收模式下被设置为利用上述差值来减少至少一个滤波器中的调谐误差。
所述电感可包括一个固定的电感。
所述多个电容可包括一个由第一个电子切换装置来控制的二进制加权电容器网络。
所述电容可以被设置为使得这些电容的值之间的比率基本上不受处理工艺和温度变化的影响。
所述调谐器可包括一个设置为由所述控制器来控制的测试音发生器，用于在校准模式下为所述的至少一个滤波器提供一个测试音，还包括一个电平检测器，用于检测由所述至少一个滤波器滤波后的信号的电平。
所述控制器可以被设置为在校准模式下使得所述发生器生成一个预定频率的测试音，将代表用于将网络调谐到预定频率的标称电容的第一电容组合切换到网络中，在监控电平检测器的输出直到检测到对于第二电容组合的最大电平时改变所切换的电容组合，并根据第一和第二组合所代表的总电容之间的差形成所述差值。
所述控制器可以被设置为在校准模式下将用于将网络标称调谐到第一个预定频率的预定电容组合切换到网络中，使得所述发生器生成一个第一频率的测试音，在监控电平检测器的输出直到在第二测试音频率处检测到最大电平时改变测试音频率，并由第一和第二频率之间的差得出所述差值。
所述控制器可以被设置为在校准模式下将至少一个网络连接到一个用于确定差值的锁频环。所述控制器可以被设置为在校准模式下将代表用于将网络调谐到预定频率的标称电容的第一电容组合切换到网络中，改变所切换的电容组合，直到找到锁频环的输出频率基本上等于预定频率的第二组合，并由第一和第二组合所代表的总的电容之间的差形成所述差值。
所述至少一个谐振网络可包括多个阻尼电阻，它们可独立地切换到网络中，以选择其Q因数。所述的多个电阻可包括由第二个电子切换装置所控制的二进制加权电阻网络。
所述控制器可以被设置为在校准模式的后半段期间将电平检测器对于两个不同的测试音频率的输出进行比较，并从中得出在接收模式下使用的阻尼电阻修正。所述控制器可以被设置为在校准模式的后半段期间将网络谐振频率设定为两个测试音频率中的一个。
所述控制器可以被设置为在校准模式的后半段期间将电平检测器对于响应于同一测试音频率的两个不同的网络谐振频率的输出进行比较，并从中得出在接收模式下使用的阻尼电阻修正。
所述控制器可以被设置为在调谐器打开时执行校准模式。
所述控制器可以被设置为重复执行校准模式。
所述至少一个变频器可包括一个单个的变频器。
所述调谐器可包括一个单个的单片集成电路。
所述调谐器可包括一个陆地电视调谐器。
这样，可以提供一种能够以高集成度制造的调谐器。在制造这种调谐器时可以无需手动校准步骤。可以提供较宽的调谐范围而无需支持高电压。
参考附图以举例方式进一步描述本发明，图中图1是一种已知类型的射频调谐器的示意框图；及图2是图1所示的一个子调谐器的电路框图；图3和4是图2所示调谐器的滤波器的电路图；图5是示出了构成本发明一个实施例的调谐器的一部分的电路图；图6是构成本发明一个实施例的调谐器的射频级的电路框图；图7是构成本发明一个实施例的调谐器的一部分的电路框图；图8是可用在构成本发明一个实施例的调谐器中的另一种类型的滤波器的示意电路图。
下面所描述的调谐器是单一转换类型，具有图2所示的结构。因此不再对该结构进行详细描述。但是，该调谐器也可以是其他结构，并且可以是零中频(ZIF)、近似零中频(NZIF)、低中频(IF)或“典型的”IF类型。
图5中简要示出的滤波器是单一元件带通类型，其前置级被表示为电流源45。该滤波器包括一个由固定电感46、用于确定Q因数的阻尼电阻47、以及在48处以图示来表示的切换二进制加权电容网络所构成的并联谐振网络。滤波后的信号通过耦合电容49和50耦合到滤波器输出端。
为了对这种滤波器进行调谐，将数字信号提供给电子开关，这些电子开关控制二进制加权电容器中那些在电路中与电感46并联连接的电容器。这样，谐振频率在单独的各个步骤中被调谐，但这些步骤与滤波器的通带相比可以足够精细，以允许滤波器被调谐为使任意所需的信道通过，同时在通带外部提供所需的衰减量。类似地，响应于控制构成二进制加权电阻网络一部分的电子开关的数字控制信号来选择电阻47的值。因此滤波器的Q因数可以被选择为这样一个值，它提供了可接受的平坦通带，同时为潜在的带外干扰信号提供了足够的衰减。
因此滤波器包括一个(或多个)固定的电感46，其能够容易地在集成电路中形成。电容网络48中的电容器例如被排列为适当的布图设计，以精确地跟踪彼此的处理工艺和温度扩散或改变。类似地，网络中的电阻也被排列为跟踪彼此的处理工艺和温度变化。这样，电容器值的比率，以及类似地电阻值的比率，基本保持固定，而不受制造工艺和使用调谐器期间温度改变时发生的容差和变化影响。然而，各个电阻和电容的实际值作为制造分布和温度变化的结果而发生改变，因此需要校准步骤。
图6示出了图2所示类型的调谐器的RF前端，其包括一个RF输入端10，一个LNA/AGC级13，可调的带通滤波器11和14，以及缓存级51和52。滤波器11和14作为单一元件滤波器简要示出，但这两个滤波器中的一个或者这两个滤波器也可具有超过一个的谐振电路形式的元件。调谐和阻尼或Q因数由施加到数字总线53上的控制信号来进行控制。
图7示出了对每个滤波器(例如滤波器11)执行校准所需的附加级。滤波器11的输入端连接到一个电子切换开关55，它在普通滤波器输入端56和由一个控制器58所控制的测试音发生器57的输出端之间进行选择，所述控制器58可构成用于控制调谐器工作的系统控制器的一部分或者包括一个单独的控制级。滤波器11的输出端连接到另一个电子切换开关58，它在普通滤波器输出端59和一个电平检测器60之间进行切换，所述电平检测器的输出被提供给控制器58。控制器58控制开关55和58，并且至少在操作中的校准模式下控制滤波器11中电容器和阻尼电阻的切换。在正常接收操作期间，滤波器11的输入端和输出端分别连接到输入端56和输出端59。在校准模式下，滤波器11的输入端通过开关55连接到测试音发生器57的输出端，而滤波器11的输出端通过开关58连接到电平检测器60的输入端。
在校准模式的第一个例子中，控制器58启动测试音发生器57，并使其生成一个已知频率的测试音。所述电感或每个电感以及电容网络中的每个电容器的标称值或期望值都是已知的，并且控制器58选择那些与所述电感一起使通带中心位于由发生器57所生成的测试音的频率上的电容器组合。由滤波器11输出的振幅或电平由检测器60检测出来，并存储在控制器58中。
然后通过为网络选择不同的电容组合来改变电容，用于与所述电感进行谐振，所得到的振幅被测量，并与先前所测得的振幅进行比较。如果第二个振幅大于第一个振幅，则总的电容在相同的方向上步进，并重复上述过程。相反，如果第二个振幅小于第一个振幅，则滤波器11的谐振网络中的总的电容在相反的方向上改变。然后重复这一过程，直到连续振幅测量之间的差值满足一个预定的标准。例如，该标准可以是振幅的改变小于一个预定的阈值。作为替代，该标准也可以是振幅改变的符号发生变化。这一标准有效地对应于滤波器网络的实际谐振频率，这里滤波器网络的实际谐振频率基本上等于和校准模式下的初始电容量相对应的理论值或标称值。
对应于校准模式的开始和结束的电容量之间的差值提供了对网络中的电容器的实际值误差的一个衡量标准。因此可以很容易地推导出“单位值”中的误差或者二进制加权网络中的最小电容，然后将其用作调谐器的后续接收操作中的修正项，以纠正由于制造分布和/或温度变化所造成的滤波器11的失调。
校准步骤可以对一个或多个不同频率的测试音重复进行，并可以对所得到的修正项取平均值，从而在调谐器的接收操作期间提供更为精确的纠正。通过重复校准步骤并对修改项取平均，如在实际测量技术中所产生的误差可以被减少。
一旦对于电容网络已经执行完校准，可以对于电阻网络执行类似的校准。在这种情况下，滤波器11的谐振频率或通带中心被设定为等于测试音发生器57的输出频率，并且由检测器60所检测到的电平被存储。然后对测试音发生器57进行控制以提供另一不同频率的测试音(但具有相同的振幅)，检测到的电平与先前测得的电平进行比较。这一测量过程对于作为阻尼电阻连接到滤波器谐振电路中的第一电阻组合被执行。
振幅的差异与滤波器11的Q因数有关，因此实际阻尼电阻可通过确定一个修正因数来校准，这个修正因数在调谐器正常接收期间施加，以实现所需的通带平坦度和滤波器11的整个频率范围内的带外衰减。
在一种作为替代的校准模式下，滤波器11的谐振频率始终保持固定，而测试音发生器57的频率不断变化，直到它与实际谐振频率相符。这可以通过在监控对于最大值所得到的输出电平时递增和/或递减测试音发生器的频率来实现。这样可以确定滤波器11中的网络的实际谐振频率，并可以在正常接收期间确定所要使用的适当电容修正值。
在校准模式的另一个例子中，滤波器11的谐振网络被切换到一个锁频环中，作为本地振荡器中的频率确定元件。本地振荡器的频率可以被测量，或者谐振网络中的电容量可以改变，使得振荡器频率等于一个预定的值。在上述的任一种情况下，电容误差或修正值都可以通过测量来确定。
这些对调谐器的滤波器进行校准以及对这样的跟踪滤波器进行校准的技术可应用到其他类型的滤波器。例如，这些技术可应用到用于提供阻抗变换的滤波器结构中，从而在输入端和输出端之间提供电压增益。
另一种滤波器在图8中示出。该滤波器具有一个通过电容器56连接到一个输出端的输入端，所述电容器56可以由上述类型的切换电容网络来体现。这个输出端经由一个由电容器66和电感67组成的并联谐振电路连接至地。所述电容器66由上述类型的切换电容网络来体现。
这样的滤波器结构可以被配置为根据所选的频率使衰减最大化。例如，当调谐到较低的频率时，希望提供更为快速的衰减，以使频率增大到滤波器通带之上。相反，当调谐到较高的频率时，希望提供更为快速的衰减，以减小有更多信道存在的频率。图8所示的滤波器例如适用于在较高频率下操作。这种结构相对于简单的电感/电容并联网络具有更低的插入损耗和对较低频率具有更快的衰减。
因此可以提供一种允许在集成电路中实现跟踪滤波器的结构。可以使用未被校准的电感，而校准可以通过以数字方式调节电容值来进行，由此可以确定一个修正值或调节值。可以实现相对较宽的调谐范围，因为切换电容网络能够很容易地设置为提供一个较宽的电容值范围。例如，这种范围可大于变容二极管所能实现的范围。通过使用一个切换电阻网络来确定Q因数，可以在整个调谐范围内实现一个基本上最佳的传递特性。可以实现相对较宽的调谐范围，而无需任何特殊的供电电压。因此，例如对于变容二极管所必需的相对较大的供电电压将不再需要。
权利要求
1.一种射频调谐器，其包括至少一个变频器，位于所述至少一个变频器之前的至少一个跟踪射频滤波器，以及一个具有滤波校准模式和接收模式的控制器，所述的至少一个滤波器具有至少一个由电感和多个电容组成的谐振网络，这些电容可以独立地切换到网络中，以选择其谐振频率，所述控制器在校准模式下被设置为确定标称电容和为了实现已知谐振频率的实际电容之间的差值，并在接收模式下被设置为利用上述差值来减少至少一个滤波器中的调谐误差。
2.如权利要求1所述的调谐器，其中所述电感包括一个固定的电感。
3.如权利要求1所述的调谐器，其中所述多个电容包括一个由第一个电子切换装置来控制的二进制加权电容器网络。
4.如权利要求1所述的调谐器，其中所述电容被设置为使得这些电容的值之间的比率基本上不受处理工艺和温度变化的影响。
5.如权利要求1所述的调谐器，包括一个设置为由所述控制器来控制的测试音发生器，用于在校准模式下为所述的至少一个滤波器提供一个测试音，还包括一个电平检测器，用于检测由所述至少一个滤波器滤波后的信号的电平。
6.如权利要求5所述的调谐器，其中所述控制器被设置为在校准模式下使得所述发生器生成一个预定频率的测试音，将代表用于将网络调谐到预定频率的标称电容的第一电容组合切换到网络中，在监控电平检测器的输出直到检测到对于第二电容组合的最大电平时改变所切换的电容组合，并根据第一和第二组合所代表的总电容之间的差形成所述差值。
7.如权利要求5所述的调谐器，其中所述控制器被设置为在校准模式下将用于将网络标称调谐到第一个预定频率的预定电容组合切换到网络中，使得所述发生器生成一个第一频率的测试音，在监控电平检测器的输出直到在第二测试音频率处检测到最大电平时改变测试音频率，并由第一和第二频率之间的差得出所述差值。
8.如权利要求1所述的调谐器，其中所述控制器被设置为在校准模式下将至少一个网络连接到一个用于确定所述差值的锁频环。
9.如权利要求8所述的调谐器，其中所述控制器被设置为在校准模式下将代表用于将网络调谐到预定频率的标称电容的第一电容组合切换到网络中，改变所切换的电容组合，直到找到锁频环的输出频率基本上等于预定频率的第二组合，并由第一和第二组合所代表的总的电容之间的差形成所述差值。
10.如权利要求1所述的调谐器，其中所述至少一个谐振网络包括多个阻尼电阻，这些阻尼电阻可独立地切换到网络中，以选择其Q因数。
11.如权利要求10所述的调谐器，其中所述的多个电阻包括由第二个电子切换装置所控制的二进制加权电阻网络。
12.如权利要求10所述的调谐器，包括一个设置为由所述控制器来控制的测试音发生器，用于在校准模式下向所述的至少一个滤波器提供一个测试音，还包括一个电平检测器，用于检测由所述至少一个滤波器滤波后的信号的电平，所述控制器被设置为在校准模式的后半段期间将电平检测器对于两个不同的测试音频率的输出进行比较，并从中得出在接收模式下使用的阻尼电阻修正。
13.如权利要求12所述的调谐器，其中所述控制器被设置为在校准模式的后半段期间将网络谐振频率设定为两个测试音频率中的一个。
14.如权利要求10所述的调谐器，包括一个设置为由所述控制器来控制的测试音发生器，用于在校准模式下向所述的至少一个滤波器提供一个测试音，还包括一个电平检测器，用于检测由所述至少一个滤波器滤波后的信号的电平，所述控制器被设置为在校准模式的后半段期间将电平检测器对于响应于同一测试音频率的两个不同的网络谐振频率的输出进行比较，并从中得出在接收模式下使用的阻尼电阻修正。
15.如权利要求1所述的调谐器，其中所述控制器被设置为在调谐器打开时执行校准模式。
16.如权利要求1所述的调谐器，其中所述控制器被设置为重复执行校准模式。
17.如权利要求1所述的调谐器，其中所述至少一个变频器包括一个单个的变频器。
18.如权利要求1所述的调谐器，包括一个单个的单片集成电路。
19.如权利要求1所述的调谐器，包括一个陆地电视调谐器。
全文摘要
一种射频调谐器，包括位于至少一个变频器(12，15)之前的一个或多个跟踪滤波器(11，14)。一个控制器(58)具有滤波器校准模式和接收模式。每个滤波器(11，14)具有一个或多个由电感(46)和切换电容网络(48)构成的谐振网络，所述切换电容网络以数字方式进行控制，用于选择网络的谐振频率。在校准模式下，控制器(58)确定网络(48)的标称电容和为了实现已知谐振频率的实际电容之间的差，从而为电容网络(48)确定一个修正因数。然后在调谐器的正常接收期间使用该修正因数。
文档编号H04N5/50GK1937405SQ200610091269
公开日2007年3月28日 申请日期2006年6月8日 优先权日2005年6月8日
发明者阿里·艾萨克, 尼古拉斯·P.·考利, 戴维·A.·索耶尔 申请人:英特尔公司