反向链路干扰消去的制作方法

专利名称：反向链路干扰消去的制作方法
反向链路干扰消去
在35 U.S.C.§119下的优先权要求
本申请要求四个共同受让的美国临时申请的优先权——2005年8月22曰 提交的题为"A METHOD TO REMOVE REVERSE LINK INTER-CELL INTERFERENCE (除去反向链路蜂窝小区间干扰的方法)"的美国临时申请 No. 60/710,405; 2005年8月22日提交的题为"A METHOD OF INTERFERENCE CANCELLATION (干扰消去方法)"的No. 60/710,370; 2005年8月31日提 交的题为"REVERSE LINK INTER-CELL INTERFERENCE CANCELLATION (反向链路蜂窝小区间干扰消去)"的No. 60/713,549;以及2005年8月31日 提交的题为"SYSTEM WITH MULTIPLE SIGNAL RECEIVING UNITS AND A CENTRAL PROCESSOR WITH INTERFERENCE CANCELLATION (具有干扰 消去特征的有多个信号接收单元和一中央处理器的系统)"的No. 60/713,517， 上述这些申请被整体援引纳入于本文中。
领域
本发明一般涉及无线通信系统，尤其涉及无线通信系统中的干扰消去。
背景
通信系统可提供诸基站与诸终端之间的通信。前向链路或即下行链路是指 从基站到接入终端的传输。反向链路或即上行链路是指从接入终端到基站的传 输。每一接入终端在给定时刻取决于其是否活跃以及是否处于软换手中，可于 前向和反向链路上与一个或多个基站通信。
附图简要说明
从以下随附图阐述的具体说明，本申请的特征、本质、以及优势将可更加 明确。相同的附图标号和标记可标示相同或相似的对象。

图1图解了一种具有数个基站和数个接入终端的无线通信系统。
图2图解了可在图1的接入终端处实现的发射机结构和/或过程的一个示例。
图3图解了可在图1的基站处实现的接收机过程和/或结构的一个示例。 图4图解了基站接收机过程或结构的另一个实施例。 图5图解了在图1的系统中三个用户的功率分配的一个一般化的示例。 图6图解了为具有相等发射功率的用户实现帧异步话务干扰消去而作的
均匀时间偏移分布的一个示例。
图7图解了反向链路数据分组使用的交织结构以及前向链路自动重复请
求信道。
图8图解了横跨一完整的16时隙分组的存储器。
图9A图解了一种话务干扰消去方法，举一例而言是具有无延迟解码特征 的顺序干扰消去(SIC)方法。
图9B图解了一种执行图9A的方法的装置。
图10图解了在对己解码的子分组作干扰消去的情况下一股交织中相继的 子分组到达之后的接收机采样缓冲。 图11图解了一种开销信道结构。
图12A图解了一种首先执行导频IC (PIC)然后一并执行开销IC (OIC) 和话务IC (TIC)的方法。
图12B图解了一种执行图12A的方法的装置。
图13A图解了图12A中的方法的一种变体。
图13B图解了一种执行图13A的方法的装置。
图14A图解了一种执行联合式PIC、 OIC和TIC的方法。
图14B图解了一种执行图14A的方法的装置。
图15A图解了图14A中的方法的一种变体。
图15B图解了一种执行图15A的方法的装置。
图16图解了一种传输系统模型。
图17图解了组合式传送和接收滤波的示例响应。
图18A和18B图解了基于三个RAKE耙指中的每一个处估计的多径信道
10的一个信道估计(实和虚分量)的示例。
图19A- 19B图解了基于RAKE耙指和用数据码片所作的解扩的各改善的 信道估计的示例。
图20A图解了一种用于在RAKE耙指延迟处以重新生成的数据码片来解 扩的方法。
图20B图解了一种执行图20A的方法的装置。
图21A和21B图解了使用在码片x2解析度下均匀间隔开的采样来估计复 合信道的一个示例。
图22A图解了一种使用重新生成的数据码片在均匀的解析度下估计复合 信道的方法。
图22B图解了一种执行图22A的方法的装置。
图23图解了一种在固定开销子信道增益下的闭环功率控制及增益控制。 图24图解了图23的一种变体。
图25图解了在固定开销子信道增益下的功率控制的一个示例。 图26除了具有开销增益控制以外其他与图24相似。 图27图解了具有唯DRC开销增益控制的图26的一种变体。 图28图解了 rake接收机内的采样缓冲器和耙指处理器。 图29图解了配置成共享已解码数据以进行反向链路蜂窝小区间干扰消去 的多个基站。
图30图解了一种使多个基站共享已解码数据以进行反向链路蜂窝小区间 干扰消去的方法。
图31图解了基站内配置成共享己解码数据以进行反向链路干扰消去的多 个处理单元。
图32图解了一种具有多个信号接收单元和一中央处理器的配置成执行干 扰消去的系统。
图33图解了一种使用图32的系统的方法。
图34图解了图32的控制处理器中的收到采样缓冲的一个示例。具体说明
本文中描述的任何实施例并非必然优于或胜过其他实施例。尽管附图中给 出了本公开的各个方面，但是这些附图并非必然是按比例绘制或者绘制成包括 一切的。
图1图解了无线通信系统100，其包括系统控制器102、基站104A-104B、 以及多个接入终端106A - 106H。系统100可具有任意数目个控制器102、基 站104、以及接入终端106。下面描述的本公开的各个方面和实施例可在系统 100中实现。
接入终端106可以是移动的或静止的，并且可散布在图1的通信系统100 中各处。接入终端106可被连接到或实现在诸如膝上型个人计算机等的计算设 备中。替换地，接入终端可以是诸如个人数字助理(PDA)等的自含式数据设 备。接入终端106可指各种类型的设备，诸如有线电话、无线电话、蜂窝电话、 膝上型计算机、无线通信个人计算机(PC)卡、PDA、外置或内置调制解调器 等等。接入终端可以是藉由通过无线信道或通过有线信道——例如使用光纤或 同轴电缆——通信来给用户提供数据连通性的任意设备。接入终端可以有各种 名称，诸如移动站、接入单元、订户单元、移动设备、移动终端、移动单元、 移动电话、移动台、远程站、远程终端、远程单元、用户设备、用户装备、手 持式设备等等。
系统100为数个蜂窝小区提供通信，其中每一蜂窝小区由一个或多个基站 104服务。基站104也可称为基站收发机系统(BTS)、接入点、接入网络的 一部分、调制解调器群收发机(MPT)、或B节点。接入网络是指提供分组交 换数据网络(例如，因特网)与诸接入终端106之间的数据连通性的网络装备。
前向链路或即下行链路是指从基站104到接入终端106的传输。反向链路 (RL)或即上行链路是指从接入终端106到基站104的传输。
基站104可使用从一组不同的数据率中选择的一个数据率来向接入终端 106传送数据。接入终端106可测量基站104所发送的导频信号的信噪干扰比 (SINR)并确定基站104向该接入终端106传送数据的理想数据率。接入终端 106可向基站104发送数据请求信道或数据率控制(DRC)消息以向基站104 通知此理想的数据率。系统控制器102 (也称为基站控制器(BSC))可提供对诸基站104的协 调和控制，并可进一步对将呼叫经由基站104路由到诸接入终端106进行控制。 系统控制器102可进一步经由移动交换中心(MSC)被耦合到公共交换电话网 (PSTN)以及经由分组数据服务节点(PDSN)耦合到分组数据网络。
通信系统100可使用一种或多种通信技术，诸如码分多址(CDMA)、IS-95、 也称高数据率(HDR)的如在"cdma2000高速率分组数据空中接口规 范"TIA/EIA/IS-856中载明的高速率分组数据(HRPD) 、 CDMA lx演进数据 优化(EV-DO) 、 lxEV-DO、宽带CDMA (WCDMA)、全球移动电信系统 (UMTS)、时分同步CDMA (TD-SCDMA)、正交频分复用(OFDM)等。 下面描述的示例提供详情以便清楚理解。本文中给出的理念也可应用于其他系 统，并且本发明的示例并非意味着限定本申请。
图2图解了可在图1的接入终端106处实现的发射机结构和/或过程的一 个示例。图2中所示的功能和组件可由软件、硬件、或软件与硬件的组合来实 现。可向图2添加其他功能以作为图2中所示的功能的补充或替代。
数据源200向编码器202提供数据，后者使用一种或多种编码方案来编码 数据比特以提供经编码的数据码片。每一种编码方案可包括一种或多种类型的 编码，诸如循环冗余校验(CRC)、巻积编码、Turbo编码、块编码、其他类 型的编码、或完全无编码。其他编码方案可包括自动重复请求(ARQ)、混合 式ARQ (H-ARQ)、以及增量冗余重复技术。不同类型的数据可用不同的编 码方案来编码。交织器204交织已编码的数据比特以对抗衰落。
调制器206调制已编码、交织的数据以生成经调制的数据。调制技术的示 例包括二进制相移键控(BPSK)和正交相移键控(QPSK)。调制器206还可 重复已调制数据序列，或者码元穿孔单元可穿孔码元中的数个比特。调制器206 还可用Walsh覆盖(即，Walsh码)扩展已调制数据以形成数据码片。调制器 206还可将数据码片同导频码片和MAC码片时分复用以形成码片流。调制器 206还可使用伪随机噪声(PN)扩展器以一个或多个PN码(例如，短码、长 码)来扩展此码片流。
基带-射频(RF)转换单元208可将基带信号转换成RF信号供经由天线 210在无线通信链路上向一个或多个基站104传送。图3图解了可在图1的基站104处实现的接收机过程和/或结构的一个示 例。图3中所示的功能和组件可由软件、硬件、或软件与硬件的组合来实现。 可向图3添加其他功能以作为图3中所示的功能的补充或替代。
一个或多个天线300接收来自一个或多个接入终端106的反向链路己调制 信号。多个天线可提供对抗诸如衰落等的有害路径效应的空间分集。每一接收 到的信号被提供给相应各接收机或即RF-基带转换单元302，后者调理(例如， 滤波、放大、下变频)并数字化接收到的信号以生成该收到信号的数据采样。
解调器304可解调这些接收到的信号以提供恢复出的码元。对于 cdma2000，解调通过(1)信道化经解扩的采样以将接收到的数据和导频离析 或信道化到其各自的码信道上，以及(2)用恢复出的导频来相干解码经信道化 的数据以提供已解调数据。解调器304可包括用于存储关于所有用户/接入终端 的收到信号的采样的收到采样缓冲312 (也称联合前端RAM (FERAM)或采 样RAM)、用于解扩和处理多个信号实例的rake接收机314、以及己解调码 元缓冲316 (也称后端RAM (BERAM)或已解调码元RAM)。可以有多个 已解调码元缓冲316以对应于这多个用户/接入终端。
解交织器306解交织来自解调器304的数据。
解码器308可解码此已解调数据以恢复出由接入终端106传送的已解码的 数据比特。己解码的数据可提供给数据阱310。
图4图解了基站接收机过程或结构的另一个实施例。在图4中，成功解码 出的用户的数据比特被输入到干扰重构单元400，此单元400包括编码器402、 交织器404、调制器406、和滤波器408。编码器402、交织器404、以及调制 器406可以与图2的编码器202、交织器204、以及调制器206相似。滤波器 408在FERAM解析度下形成已解码出的用户的采样——例如从码片率变为2 x 码片率。已解码出的用户对FERAM的贡献随即从FERAM312中移除或消去。
尽管下面描述了基站104处的干扰消去，但是本文中的概念也可被应用于 接入终端106或是通信系统中的任何其他组元。 话务干扰消去
CDMA反向链路的容量可能受到诸用户之间的干扰的限制，因为不同用 户所传送的信号在BTS 104处不是正交的。因此，降低诸用户之间的干扰的技术将会提高CDMA反向链路的系统性能。在此描述了用于高效率地实现针对 诸如cdma2000 lxEV-DO修订版A等的高级CDMA系统的干扰消去的技术。
每一 DO修订版A的用户传送话务、导频、以及开销信号，所有这些将 会对其他用户造成干扰。如图4中所示，在BTS 104处可重构信号并将其从前 端RAM 312中扣除。所传送的导频信号在BTS 104处是已知的并且可基于关 于此信道的知识来重构。然而，在BTS 104处开销信号(诸如反向速率指标 (RRI)、数据请求信道或数据率控制(DRC)、数据源信道(DSC)、确认 (ACK))首先被解调并检测，并且所传送的数据信号被解调、解交织、以及 解码以确定所传送的开销和话务码片。基于确定关于一给定信号的传送的码 片，重构单元400随后可基于信道知识来重构对FERAM312的贡献。
来自数据源200的数据分组中的比特可由编码器202、交织器204、和/ 或调制器206重复并处理成多个相应的"子分组"供向基站104传送。如果基站 104接收到高信噪比的信号，则第一子分组可能已包含足以供基站104解码并 推导出原始数据分组的信息。例如，来自数据源200的数据分组可被重复并处 理成4个子分组。用户终端106向基站104发送第一子分组。基站104从此第 一个接收到的子分组正确解码并推导出原始数据分组的可能性相对较低。但是 随着基站104接收到第二、第三、和第四子分组并组合从每一接收到的子分组 推导出的信息，解码并推导出原始数据分组的可能性就提高了。 一旦基站104 正确解码出原始分组(例如，使用循环冗余校验(CRC)或其他检错技术)， 基站104就向用户终端106发送一确认信号以停止发送子分组。用户终端106 随即可发送一新分组的第一子分组。
DO修订版A的反向链路采用H-ARQ (图7)，在其中每一 16时隙分组 被断为4个子分组并且以同一股交织的诸子分组之间有8个时隙的交织式结构 来传送。此外，不同的用户/接入终端106可在不同的时隙边界上开始其传送， 因此不同用户的4时隙子分组异步地到达BTS处。异步性的效果以及针对 H-ARQ和CDMA的干扰消去接收机的高效率设计在下面描述。
来自干扰消去的增益取决于从FERAM312中移除诸信号的次序。本文中 公开了基于话务-导频(T2P)比、有效SINR、或解码概率来解码(并且在CRC 通过的情况下扣除)用户的技术。本文中公开了用于在已从FERAM312中移除了一些用户之后重新尝试其他用户的解调和解码的各种途径。来自BTS FERAM312的干扰消去可被高效率地实现以计及诸如EV-DO修订版A等的在
其中用户使用混合式ARQ来传送导频信号、控制信号、和话务信号的异步 CDMA系统。本公开还可应用于EV-DV发行版D、 W-CDMA EUL、以及 cdma2000。
话务干扰消去(TIC)可被定义为在一用户已被正确解码出(图4)之后 移除该用户的数据对FERAM 312的贡献的减性干扰消去。与诸如cdma2000、 EV-DO、 EV-DV、和WCDMA等的实际CDMA系统上的TIC相关联的实际问 题中的一些在本文中得到针对性解决。这些问题中有许多是因实际系统具有用 户异步性和混合式ARQ这一事实造成的。例如，cdma2000有意地在时间上均 匀地扩展用户数据帧以防回程网络中有过度的延迟。EV-DO的修订版A、 EV-DV的发行版D、以及WCDMA的EUL也使用会引入一种以上可能的数据 长度的混合式ARQ。
多用户检测是TIC归入的主要算法范畴，并且其指尝试通过允许对两个不 同用户的检测交互来提高性能的任何算法。TIC方法可涉及逐次干扰消去(也 称顺序干扰消去或SIC)和并行干扰消去的混合。"逐次干扰消去"是指顺序地 解码诸用户并利用先前解码出的用户的数据来提高性能的任何算法。"并行干 扰消去"是泛指同时解码诸用户并同时扣除所有解码出的用户。
TIC可以与导频干扰消去(PIC)不同。TIC和PIC之间的一个差别在于 所传送的导频信号是接收机事先已全然知晓的。因此，PIC仅使用信道估计就 可扣除导频对接收到的信号的贡献。第二个主要的差别在于发射机与接收机通 过H-ARQ机制在话务信道上密切地交互。接收机在有用户被成功解码出之前 是不知道所传送的数据序列的。
类似地，在一种称为开销干扰消去(OIC)的技术中从前端RAM中移除 开销信道是合乎需要的。在BTS 104知道所传送的开销数据之前开销信道是无 法被移除的，而所传送的开销数据是通过解码然后重新形成开销消息来确定 的。
逐次干扰消去定义了一类方法。互信息的链式法则显示，在理想条件下， 逐次干扰消去可达到多址信道的最大容量。其主要条件是所有用户皆为帧同步的并且每一用户的信道可仅有可忽略的误差地被估计。
图5图解了三个用户(用户1、用户2、用户3)的功率分布的一个一般 化实例，在其中诸用户同步地传送帧(来自所有用户的帧被同时接收)，并且 每一用户在相同数据率下作传送。每一用户被指令使用特定的发射功率，例如， 用户3在大体上等于噪声的功率下发射；用户2在大体上等于用户3的功率加 噪声的功率下发射；并且用户1在大体上等于用户2加用户3加噪声的功率下 发射。
接收机按发射功率的降序来处理信号。从k-l (具有最高功率的用户l) 开始，接收机尝试为用户l作解码。如果解码成功，则基于用户1的信道估计 来形成并扣除其对接收到的信号的贡献。这可被称为帧同步顺序干扰消去。接 收机继续进行处理直至已为所有用户尝试作解码。每一用户在先前解码出的诸 用户的逐次干扰消去的干扰消去之后具有相同的SINR。
不巧的是，此途径可能对解码差错非常敏感。如果单个大功率用户——诸 如用户1——没有正确解码，那么所有后继用户的信噪干扰比(SINR)可能会 严重地降级。这可能会阻碍此点之后的所有用户的解码。此途径的另一个缺点 在于其要求诸用户在接收机处有特定的相对功率，而这在衰落信道中是难以确 保的。
帧异步性和干扰消去，例如cdma2000
假设有意地使用户帧偏移相互交错。这种帧异步操作整体上对系统有数个 裨益。例如，接收机处的处理功率和网络带宽由此在时间上将有更均匀的使用 分布。与之相对，诸用户间的帧同步性在每一帧边界的末尾处要求一阵处理功 率和网络资源的猝发，因为所有用户将同时结束分组。在帧异步性下，BTS 104 能首先解码最早到达的用户而不是具有最大功率的用户。
图6示出了为具有相等发射功率的用户实现帧异步TIC而作的均匀时间偏 移分布的一个示例。图6描绘了就在用户1的帧1要被解码之前一瞬的快照。 由于帧O已被解码出并为所有用户作了消去，因此其对干扰的贡献以阴影线示 出(用户2和3)。 一般而言，此途径使干扰降低了一半。 一半的干扰在解码 用户1的帧1之前已由TIC移除。
在另一个实施例中，图6中的用户可指用户群，例如用户群l、用户群2、用户群3。
异步性和干扰消去的一个裨益是诸用户之间在功率电平和差错统计量意 义上相对的对称性——若其想要相似的数据率。在一般的相等用户数据率下的 顺序干扰消去中，最后一个用户是以非常低的功率被接收到并且也十分依赖于 所有在前用户的成功解码。
异步性、混合ARO及交织，例如EV-DO修订版A
图7图解了 RL数据分组使用的交织结构(例如，在lxEV-DO修订版A 中)以及FLARQ信道。每一股交织(交织l、交织2、交织3)包括一组时间 上交错的片段。在此例中，每一片段为4时隙长。在每一片段期间， 一用户终 端可向基站传送一子分组。有三股交织，并且每一片段为4时隙长。由此，在 给定的一股交织中一子分组的末尾与同一股交织的下一子分组的起始之间有8 个时隙。这给予接收机足够的时间来解码此子分组并向发射机中继一 ACK或 否定确认(NAK)。
混合式ARQ利用了衰落信道的时变本质。如果信道状况对于头l、 2、或 3个子分组是良好的，那么仅使用那些子分组即可解码出该数据帧，并且接收 机向发射机发送一ACK。此ACK指令发射机不要发送其余的子分组，而是在 合需的情况下开始一新的分组。 实现干扰消去的接收机架构
在TIC下，已解码出的用户的数据被重构并扣除(图4)从而BTS104可 移除已解码出的用户的数据对其他用户造成的干扰。TIC接收机装备有两个循 环存储器FERAM312和BERAM316。
FERAM312存储接收到的采样(例如，在2x码片率下)并且为所有用户 所公用。非TIC接收机将仅使用有约1 - 2个时隙的FERAM (来容许解调过 程中的延迟)，因为不发生话务或开销干扰的扣除。在针对具有H-ARQ的系 统的TIC接收机中，FERAM可横跨许多个时隙——例如40个时隙，并且由 TIC通过扣除已解码出的用户的干扰来更新。在另一个配置中，FERAM 312 可具有横跨未臻完整分组的长度，诸如横跨从一分组中一子分组的起始到该分
组一后续子分组的末尾的时期的长度。
BERAM 316存储如由解调器的rake接收机314生成的收到比特的经解调码元。每一用户可具有一不同的BERAM，因为经解调码元是通过以用户特异 性PN序列作解扩并跨诸RAKE耙指组合来获得的。TIC和非TIC接收机两者 皆可使用BERAM316。 TIC中的BERAM 316用于在FERAM 312并不横跨所 有子分组的情况下存储不再存储在FERAM 312中的先前子分组的已解调码 元。BERAM 316或可在每当发生解码尝试时或可在每当有时隙自FERAM 312 退出时被更新。
用于选取FERAM长度的方法
BERAM 316和FERAM 312的大小可根据要求的处理能力、从存储器到 处理器的传递带宽、系统的延迟和性能之间的各种权衡来选取。 一般而言，使 用较短的FERAM 312， TIC的裨益将受到限制，因为最老的子分组将不会被 更新。另一方面，较短的FERAM 312使得解调、扣除的次数减少并且传递带 宽减小。
在修订版A的交织下，16时隙的分组(4个子分组，每一子分组在4个 时隙里传送)将横跨40个时隙。因此，可使用40时隙的FERAM来确保能将 一用户从所有受影响的时隙中移除。
图8图解了横跨EV-DO修订版A所用的一完整的16时隙分组的40时隙 FERAM312。每当接收到新的子分组时，就使用存储在FERAM 312中的所有 可用子分组来对该分组作解码尝试。如果解码成功了，那么就通过重构并扣除 所有组元子分组(1、 2、 3、或4)的贡献来从FERAM 312中消去该分组的贡 献。对于DO修订版A而言，4、 16、 28、或40时隙的FERAM长度将分别横 跨l、 2、 3、或4个子分组。在接收机处实现的FERAM的长度可取决于复杂 度考虑、支持各种不同用户到达时间的需要、以及对在先前诸帧偏移上的用户 重做解调和解码的能力。
图9A图解了一种一般化的TIC方法，举一例而言是具有无延迟解码特征 的顺序干扰消去(SIC)方法。其他增强将在下面描述。此过程始于开始框900 并前行至选取延迟框902。在SIC中，选取延迟框902可被省略。在框903中， BTS 104在那些于当前时隙里终止一子分组的用户当中选取一个用户(或一群 用户)。
在框904中，解调器304根据所选取的用户的扩展和加扰序列、以及其星座大小来解调该用户的存储在FERAM 312中的一些或所有时间片段里的子分 组的采样。在框906中，解码器308使用存储在BERAM316中的先前已解调 的码元以及经解调的FERAM采样来尝试解码此用户分组。
在框910中，解码器308或另一单元可确定该用户的分组是否已被成功解 码出，即是否通过了差错校验，诸如使用循环冗余码(CRC)的差错校验。
如果该用户分组解码失败，则在框918中向接入终端106发回一NAK。 如果该用户分组被正确解码出，则在框908向接入终端106发送一 ACK并在 框912-914中执行干扰消去(IC)。框912根据已解码的信号、信道冲激响 应、以及传送/接收滤波器来重新生成用户信号。框914从FERAM312扣除该 用户的贡献，由此减少其对尚未被解码的用户的干扰。
无论解码失败还是成功，在框916中接收机均移至下一要被解码的用户。 当已对所有用户执行了解码尝试时，将一新时隙插入到FERAM 312中并且对 下一时隙重复整个过程。采样可被实时地写到FERAM312中，即2x码片率的 采样可在每1/2码片里被写入。
图9B图解了一种包括装置930 - 946以执行图9A的方法的装置。图9B 中的装置930-946可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。 用于选取解码次序的方法
框903指示TIC或可被顺序地应用于每一用户或可被并行地应用于用户 群。随着群增大，实现复杂度可能降低，但是TIC的裨益也可能会降低，除非 如下面描述地重复TIC。
用户据此被编组和/或排序的准则可根据信道变动率、话务的类型以及可 用处理能力而变化。良好的解码次序可包括首先解码对于移除而言最有用的以 及最可能被解码的那些用户。用于从TIC达成最大增益的准则可包括
A. 载荷大小和T2P: BTS 104可根据载荷大小来编组或排序用户，并按 从具有最高发射功率即最高T2P的用户起到具有最低T2P的用户的次序来解 码。解码并从FERAM312中移除高T2P用户具有最大的裨益，因为它们对其 他用户造成了最大部分的干扰。
B. SINR: BTS 104可先解码具有较高SINR的用户再解码具有较低SINR 的用户，因为具有较高SINR的用户被解码出的可能性较高。也可将具有相似SINR的用户编组在一起。在衰落信道的情形中，SINR贯穿分组始终是时变的， 因此可计算等效SINR以确定恰适的排序。
C.时间BTS 104可先解码"较老的"分组(即，在BTS104处已接收到 其较多的子分组的那些分组)再解码"较新的"分组。此选择反映出对于给定T2P 比和ARQ终止目的而言，每递增一子分组解码出分组的可能性就更大这一假 定。
用于重新尝试解码的方法
每当有用户被正确解码出，其干扰贡献就从FERAM312中被扣除，由此 增大了正确解码出所有共享一些时隙的用户的潜在可能。重复尝试解码先前失 败的用户是有利的，因为它们所见的干扰可能已经显著下降。选取延迟框902 选择用作解码和IC的基准的时隙(当前的或过往的)。选取用户框903将选 择在所选取的延迟的时隙里终止一子分组的用户。延迟的选取可基于以下选 项
A. 当前解码指示一旦已对所有用户尝试解码、并且FERAM 312中下一 (将来的)时隙已可用就移到该下一时隙。在此情形中，每个被处理的时隙每
一用户被尝试解码一次，并且这将对应于逐次干扰消去。
B. 重复解码尝试每个被处理的时隙解码用户一次以上。第二次及后续解 码重复将受益于先前诸次重复上已解码出的用户的干扰的消去。重复解码在有 多个用户无居间IC地被并行解码的情况下能产出增益。在当前时隙上的纯重 复解码下，选取延迟框902将仅仅是简单地多次选择同一时隙(即，延迟)。
C. 后向解码接收机解调诸子分组并尝试基于解调FERAM中对应于一 分组的所有可用子分组来解码该分组。在尝试解码有在当前时隙里终止的子分 组的分组(即，在当前帧偏移上的用户)之后，接收机可尝试解码在先前时隙 里解码失败的分组(即，在先前帧偏移上的用户)。由于诸异步用户间的部分 重叠，移除在当前时隙里终止的诸子分组的干扰将会提升解码出过去诸子分组 的机会。此过程可通过回溯更多时隙来重复。前向链路ACK/NAK传输中的最 大延迟可界定后向解码。
D. 前向解码在尝试解码所有具有在当前时隙里终止的子分组的分组之 后，接收机还可尝试在其完整的子分组被写到FERAM中之前解码最新的用户。例如，接收机可在用户最新的子分组的4个时隙里有3个时隙已被接收到之后
尝试解码这些用户。
用于更新BERAM的方法
在非TIC BTS接收机中，分组单纯是基于存储在BERAM中的已解调码 元来解码的，并且FERAM仅用于解调来自最近期时间片段的用户。在TIC下， FERAM 312在每当接收机尝试解调新用户时仍被访问。但是，在TIC下， FERAM 312是在有用户被正确解码出之后基于重构并扣除掉该用户的贡献来 更新的。出于复杂度考虑，选取小于分组跨距(例如，横跨EV-DO修订版A 中的16时隙分组需要40个时隙)的FERAM缓冲长度将是可取的。随着新时 隙被写到FERAM 312中，它们将盖写掉循环缓冲中最老的采样。因此，随着 新的时隙被接收到，最老的时隙就被盖写掉，并且解码器308将对这些老的时 隙使用BERAM 316。应当注意到，即便一给定子分组位于FERAM 312中， BERAM 316也可能被用来为该子分组存储解调器最新解调的码元(从FERAM 312确定)作为交织和解码过程中的中间步骤。BERAM 316的更新有两个主
要选项
A. 基于用户的更新 一用户的BERAM 316仅与对该用户尝试的解码协 同地更新。在此情形中，对较老的FERAM时隙的更新可能未必裨益于一给定 用户的BERAM 316——若该用户没有在适宜的时间被解码(即，更新后的 FERAM时隙可能在该用户被尝试解码之前滑出了 FERAM 312)
B. 基于时隙的更新为了充分地利用TIC的裨益，给所有受影响的用户 的BERAM 316可在每当有时隙退出FERAM 312时被更新。在此情形中， BERAM 316的内容包括对FERAM 312所作的所有干扰扣除。 用于从因误了 ACK截止期限而到来的子分组消去干扰的方法
一般而言，TIC所使用的额外处理在解码过程中引入了延迟，这在或使用 重复方案或使用后向方案时尤为相关。此延迟可能会超过可以向发射机发送 ACK以停止与同一分组相关的子分组的传输的最大延迟。在此情形中，接收 机仍可通过使用解码出的数据不但扣除过去的子分组而且还扣除在不久的将 来会因错过的ACK而被接收到的那些子分组来利用成功解码。
在TIC下，已解码出的用户的数据被重构并扣除，从而基站104可移除其对其他用户的子分组造成的干扰。在H-ARQ下，每当有新的子分组被接收到， 就对原始分组作解码尝试。如果解码成功，则对于具有TIC的H-ARQ，通过 重构并扣除诸组元子分组，就可从接收到的采样消去该分组的贡献。取决于复 杂度考虑，可通过存储更长历史的采样来消去来自l个、2个、3个或4个子 分组的干扰。一般而言，IC或可被顺序地应用于每一用户或可被应用于用户群。 图10图解了三个时间实例上的接收机采样缓冲312:时隙时间n、 n+12 时隙、以及n+24时隙。为便于说明，图IO示出了具有来自在相同帧偏移上的 三个用户的子分组的单股交织以重点突出在H-ARQ下的干扰消去操作。图10 中的接收机采样缓冲312横跨所有4个子分组(对于EV-DO修订版A而言可 由40时隙的缓冲来实现，因为在每一 4时隙子分组之间存在有8个时隙)。 未解码的子分组以阴影示出。已解码的子分组在40时隙的缓冲中以无阴影示 出并被消去。每一时间实例对应于该股交织上另一子分组的到来。在时隙时间 n，用户1的4个存储的子分组被成功解码出，而来自用户2和3的最新子分 组解码失败。
在时间实例n+12时隙，随着用户1的已解码(无阴影)子分组2、 3和4 的干扰消去，该股交织中相继的子分组随之到来。在时间实例n+12时隙期间， 来自用户2和3的分组被成功解码出。
图IO对各群处在相同帧偏移上的用户应用IC，但不在群内执行逐次干扰 消去。在经典的群IC中，同一群中诸用户不会看见互干扰消去。因此，随着 群中用户数目增大，实现复杂度就会降低，但会因对于同一解码尝试缺乏同一 群中诸用户之间的消去而有损失。但是，在H-ARQ下，接收机将在每一新子 分组到达之后尝试解码该群中所有用户，这允许同一群中诸用户实现互干扰消 去。例如，当用户1的分组在时间w解码出时，这帮助用户2和3的分组在时 间"+12解码出，而这进一步帮助用户l在时间"+24解码出。先前已解码出的 分组的所有子分组可在重新尝试于其他用户的下一子分组到来时对其进行解 码之前被消去。关键点在于尽管特定用户可能总是在同一组中，但是在其他的 群成员解码出时它们的子分组会看见IC增益。 导频、开销、和话务信道的联合式干扰消去
本节针对性解决的一个问题涉及通过在基站接收机处高效率地估计和消去多用户干扰来增加CDMA RL的系统容量。 一般而言，RL用户的信号包含 导频、开销、和话务信道。本节描述针对所有用户的联合式导频、开销、和话 务IC方案。
在此描述两个方面。第一，开销IC (OIC)被引入。在反向链路上，来自 每一用户的开销对所有其他用户的信号起到干扰的作用。对于每一用户，因所 有其他用户用的开销导致的合计干扰可能构成此用户所体验到的总干扰中很 大的百分比。移除此合计开销干扰将可超出PIC和TIC所实现的性能和容量地 进一步提升系统性能(例如，对于cdma2000 lxEV-DO修订版A系统)并增加 反向链路容量。
第二， PIC、 OIC、和TIC间的重要交互是通过系统性能与硬件(HW)设 计权衡来论证的。描述了若干种关于如何最好地组合所有这三种消去过程的方 案。其中一些可能有更大的性能增益，而一些可能有更多的复杂度优势。例如， 所描述的方案之一在解码任何开销和话务信道之前先移除所有导频信号，然后 以顺序方式来解码和消去诸用户的开销和话务信道。
本节是基于cdma2000 lx EV-DO修订版A系统，并且一般而言适用于其 他CDMA系统，诸如W-CDMA、 cdma2000 lx、以及cdma2000 lxEV-DO。 开销信道消去方法
图11图解了RL开销信道结构，诸如EV-DO修订版A所用的结构。有两 种类型的开销信道 一种类型用于协助RL解调/解码，其包括RRI(反向速率 指标)信道和辅助导频信道(在载荷大小为3072比特或以上时使用)；另一 种类型用于促进前向链路(FL)发挥作用，其包括DRC (数据率控制)信道、 DSC (数据源控制)、以及ACK (确认)信道。如图11中所示，ACK和DSC 信道被时间复用在时隙基上。ACK信道仅在确认在FL上被传送给同一用户的 分组时才传送。
在诸开销信道中，辅助导频信道的数据在接收机处是先验已知的。因此， 与初级导频信道相类似，对于此信道无需任何解调和解码，并且辅助导频信道 可基于关于该信道的知识来重构。重构出的辅助导频可以是在2x码片率的解 析度下，并可被表示为(在一个片段上)<formula>formula see original document page 25</formula>式l重构出的辅助导频信号 其中"对应于码片xl采样率，/是耙指号，c/是PN序列，w,^是指派给该辅 助导频信道的Walsh码，G。^是此信道对初级导频的相对增益，Z^是估计出的 假定在一个片段上为常数的信道系数(或信道响应)，^是滤波器函数或即传
送脉冲与码片x 8解析度的接收机低通滤波器的巻积(假定^在[-Af7;,Af7;]中是
不可忽略的)，々是此耙指的码片x8时间偏移，其中有<formula>formula see original document page 25</formula>」。
包括DRC、 DSC、和RRI信道的第二群开销信道或由双正交码或由单形 码编码。在接收机一方，对于每一信道，首先将已解调的输出与一阈值相比较。 如果输出低于此阈值，则声明有一擦除并且不对此信号作任何重构尝试。否则， 这些输出由基于码元的最大似然(ML)检测器解码，后者可位于图4的解码 器308内部。已解码的输出比特用于如图4中所示地重构相应的信道。对这些 信道重构出的信号给定为<formula>formula see original document page 25</formula>
式2重构出的开销(drc、 dsc、和rri)信号 与式1相比，有一个新的项j。，其为开销信道数据，w/,。是Walsh覆盖，
并且G^表示开销信道相对于初级导频的增益。
其余开销信道是l比特的ACK信道。其可以是经BPSK调制的、未编码
的、并在半个时隙上重复。接收机可解调此信号并对ACK信道数据作出硬判
决。此重构信号模型可与式2相同。
另一种重构ACK信道信号的途径假定己解调并积累的ACK信号在作归
一化之后可被表示为
_y = ;c + z ，
其中x是所传送的信号，并且z是经定标的方差为^的噪声项。由此，y的对 数似然比(LLR)被给定为<formula>formula see original document page 15</formula>
由此，为作重构，对所传送的比特的软估计可为
<formula>formula see original document page 15</formula>
在此tanh函数可被制表。重构出的ACK信号与式2的非常相似，但其区别在 于由；替代了"。。 一般而言，此软估计和消去途径应会给出较好的消去性能， 因为接收机并不确实知道此数据且此方法引入了置信度。此途径一般而言可被 扩展到上面提及的诸开销信道。但是，最大后验概率(MAP)检测器为每一比 特获得LLR的复杂度随一个代码码元里信息比特的数目呈指数增长。
实现开销信道重构的一种高效率的方式是一个耙指可将每一已解码的开 销信号用其相对增益作比例定标，用Walsh码将其覆盖，并将它们累加在一起， 然后以一PN序列作扩展并通过经信道定标的滤波器^一齐滤波。此方法既可
节省计算复杂度又可节约存储器带宽地来实现扣除目的。
<formula>formula see original document page 15</formula>联合式PIC、 OIC、和TIC
可执行联合式PIC、 OIC和TIC以实现高性能并增加系统容量。PIC、 OIC 和TIC不同的解码和消去次序会产出不同的系统性能和对硬件设计复杂度不 同的影响。
先作PIC再一起作OIC和TIC (第一方案)
图12A图解了一种首先执行PIC然后一起执行OIC和TIC的方法。在开 始框1200之后，在框1202接收机针对所有用户推导信道估计并执行功率控制。 由于所有用户的使用的导频数据在BTS处均为已知，因此在PIC框1204 —旦 它们的信道被估计出即可将它们扣除。因此，所有用户的话务信道和某些开销 信道观察到较少的干扰并且能够受益于在前的导频消去。
框1206选择一群未解码出的用户G^例如其分组或子分组在当前时隙 边界终止的那些用户。框1208 - 1210执行开销/话务信道解调和解码。在框 1212，仅成功解码出的信道数据将被重构并从所有用户共享的前端RAM (FERAM) 312扣除。框1214检査是否有更多用户要解码。框1216终止此过 程。此解码/重构/消去可用顺序方式从群中一个用户至该群中下一用户，这可 称作逐次干扰消去。以此途径，同一群中处于解码次序较晚的用户受益于处于 解码次序较早的用户的消去。 一种简化途径是首先解码同一群中所有用户，然 后一齐扣除它们的干扰贡献。第二种途径或方案(在下面描述)允许存储带宽 较小并且效率更高的管线架构。在这两种情形中，用户的没有在同一时隙边界
终止但与此群分组重叠的分组受益于此消去。此消去将占异步CDMA系统中 消去增益的主要部分。
图12B图解了一种包括装置1230- 1244以执行图12A的方法的装置。图 12B中的装置1230- 1244可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。
图13A图解了 12A中的方法的一种变体。框1204 - 1210基于框1202中 的初始信道估计来移除信号。框1300推导基于数据的信道估计或优化的信道 估计。基于数据的信道估计可如下面描述地提供更好的信道估计。框1302执 行残差PIC，即基于框1300中的信道估计的优化来移除该信号的修正的估计。
例如，考虑框1204- 1210已导致从接收到的采样移除初始信号估计(例 如，导频信号)Pl[n]。然后，基于在框1300中推导出的更好的信道估计，该 方法形成修正的信号估计P2[n]。该方法然后从RAM312中的采样位置移除增 量的P2[n]-Pl[n]之差。
图13B图解了一种包括装置1230- 1244、 1310、 1312以执行图13A的方 法的装置。图13B中的装置1230- 1244、 1310、 1312可在硬件、软件、或硬 件与软件的组合中实现。 先作PIC再作OIC后作TIC (第二方案)
此第二方案类似于上面描述的图12A，其区别在于同一群用户的开销信道 先被解调和解码后再解调和解码任何话务信道。此方案适合于非交织系统，因 为没有强加任何严格的ACK截止期限。对于交织系统——例如DO修订版A， 由于ACK/NAK信号响应于话务信道子分组，因此一般而言话务信道子分组可 容忍的解码延迟被限制在几个时隙内(1时隙=1.67ms)。因此，如果某些开 销信道扩展在比这个大的时间范围上，则此方案将会变得不可行。具体而言， 在DO修订版A上，辅助导频信道和ACK信道是呈短历时格式并可在TIC之 前被扣除。联合式导频/开销/话务信道消去(第三方案)
图14A图解了一种执行联合式PIC、 OIC和TIC的方法。在开始框1400 之后，在框1402接收机针对所有用户推导信道估计并执行功率控制。框1404 选取一群未解码出的用户G。框1406从导频重新估计信道。框1408- 1410尝 试执行开销/话务信道解调和解码。框1412对所有用户执行PIC并仅对具有成 功解码出的信道数据的用户执行TIC。
与上面讨论的第一方案(图12A)不同，在针对所有用户作信道估计(框 1402)之后，导频并非立即从FERAM312被扣除，并且此信道估计如非IC方 案那样被用于作功率控制。然后，对于在同一分组/子分组边界上终止的一群用 户，该方法按给定次序执行顺序解码(框1408和1410)。
对于试图解码的用户，该方法首先从导频重新估计信道(框1402)。此 导频与在被解调已作功率控制时(框1402)相比将因先前解码出的与待解码话 务分组重叠的那些分组的干扰消去而看见较少的干扰。因此，信道估计质量得 以提高，这将裨益话务信道解码和干扰性能两者。此新的信道估计被用于进行 话务信道解码(框1410)以及某些开销信道解码(框1408)(例如EV-DO信 道中的RRI信道)。 一旦在框1412完成了对一个用户的解码过程，该方法就 从FERAM 312扣除此用户的干扰贡献，这包括其导频信道以及任何解码出的 开销/话务信道。
框1414检查是否有更多用户要解码。框1416终止此过程。
图14B图解了一种包括装置1420-1436以执行图14A的方法的装置。图 14B中的装置1420- 1436可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。
图15A图解了图14A中的方法的一种变体。框1500推导基于数据的信道 估计。框1502如图13A中所示地执行可任选的残差PIC。
图15B图解了一种包括装置1420- 1436、 1510、 1512以执行图15A的方 法的装置。图15B中的装置1420- 1436、 1510、 1512可在硬件、软件、或硬 件与软件的组合中实现。 第一和第三方案之间的权衡
可能看起来第一方案与第三方案相比应具有更为优越的性能，因为导频信 号在BTS处是已知的，并且在前面消去它们是有意义的。如果假定这两个方案有相同的消去质量，那么第一方案将在所有数据率上皆胜过第三方案。但是， 对于第一方案，由于导频信道估计看见的干扰要比话务数据解调看见的更高， 因此用于重构目的(对于导频和开销/话务两者)的估计出的信道系数可能是更 加有噪的。但是，对于第三方案，由于导频信道估计就在话务数据解调/解码之 前被重做，因此这一优化的信道估计所见的干扰电平与话务数据解调的相同。 由此，平均而言，第三方案的消去质量可能好于第一方案。
从硬件设计的观点出发，第三方案可能略胜一筹此方法可将导频和已解 码的开销和话务信道数据累加并将它们一起消去，因此，此途径节约了存储器 带宽。另一方面，导频的重新估计或可与开销信道解调或可与话务信道解调一 起执行(在从存储器读取采样的意义上)，由此对存储器带宽的要求没有增加。
如果假定第一方案具有第三方案80%或90%的消去质量，那么在每用户
的数据率相对于用户数目上的增益之间有所权衡。 一般而言，如果所有用户都 在低数据率区域中则其偏向于取第一方案，而如果全部都是高数据率用户则相 反。该方法还可在一旦解码出一个数据分组之时就从话务信道重新估计该信
道。消去质量应有所提高，因为话务信道在与导频信道相比高(得多)的SNR 下工作。
诸开销信道一旦被成功解调即可被移除(消去)，并且诸话务信道一旦被 成功解调并解码出即可被移除。基站在某个时间点上成功解调/解码出所有接入 终端的开销和话务信道是有可能的。如果这种情况(PIC、 OIC、 TIC)发生， 那么FERAM将仅包含残差干扰和噪声。导频、开销和话务信道数据可按各种 不同次序被消去，以及针对各接入终端子集作消去。
一种途径是一次为一个用户从RAM312执行干扰消去(PIC、 TIC和OIC 的任意组合)。另一种途径是(a)积累一群用户的重构信号(PIC、 TIC和OIC 的任意组合)，并且(b)然后对该群同时执行干扰消去。这两种途径可被应用 于本文中公开的任何方法、方案、以及过程。 为干扰消去改善信道估计
准确地重构出接收到的采样的能力会显著地影响通过重构并移除传送的 数据的各个分量来实现干扰消去的CDMA接收机的性能。在RAKE接收机中， 多径信道是逋过关于导频序列作PN解扩然后在恰适的一段时间上作导频滤波(即，累积)来估计的。导频滤波的长度通常被选取为通过累积更多采样来改
善估计SNR与不积累那么长时间从而使得估计SNR因信道的时间变动而劣化 之间的折衷。来自导频滤波输出的信道估计然后被用于执行数据解调。
如以上随图4所描述地，在CDMA接收机中实现干扰消去的一种实用的 方法是重构各个传送的码片xl流对(例如，码片x2) FERAM采样的贡献。这 涉及确定所传送的码片流以及发射机码片与接收机采样之间的总体信道的估 计。由于来自诸RAKE耙指的信道估计就代表多径信道本身，因此总体信道估 计也应计及发射机和接收机滤波的存在。
本节公开数种为在CDMA接收机中实现干扰消去而改善此总体信道估计 的技术。这些技术可应用于cdma2000、 lxEV-DO、 lxEV-DV、 WCDMA。
为了对正确解码出的分组执行TIC，图4中的接收机可取来自解码器输出 的信息比特并通过重新编码、重新交织、重新调制、重新施加数据信道增益、 以及重新扩展来重构所传送的码片流。为了用导频信道估计来估计供TIC使用 的收到采样，将把传送码片流与来自用导频PN序列解扩得到的对发射机和接 收机滤波器及RAKE接收机的信道估计的模型作巻积。
通过用重构出的数据码片本身作解扩可获得一种改善的信道估计(在每一 RAKE耙指延迟上)以取代使用导频信道估计。这种改善的信道估计对于分组 的数据解调是没有用的——因为该分组已被正确解码出，而是单纯用于重构此 分组对前端采样的贡献。采用此技术，对于这些RAKE耙指的每一个延迟(例 如，码片x8的解析度)，该方法可用重构出的数据码片流来"解扩"收到的采样 (例如，内插到码片x8)并在恰适的一段时间上作累积。这将导致信道估计 的改善，因为话务信道是在比导频信道高的功率下发射的(此话务-导频T2P 比是数据率的函数)。利用这些数据码片来为实现TIC而估计信道将导致对较 高功率的用户有更准确的信道估计，而这些用户正是最需要以高准确性来消去 的。
除了在每一 RAKE耙指延迟处估计多径信道以外，本节还描述了将显式 地估计发射机滤波器、多径信道、和接收机滤波器的组合效果的一种信道估计 过程。此估计可在与过采样的前端采样(例如，码片x2FERAM)相同的解析 度下。此信道估计可通过用重构出的传送数据码片来解扩前端采样以在信道估计准确性上得到T2P增益来达成。这些均匀间隔开的信道估计的时间跨距可基 于关于诸RAKE耙指延迟的信息以及对发射机和接收机滤波器的组合响应的 先验估计来选取。此外，来自诸RAKE耙指的信息可用来优化这些均匀间隔开 的信道估计。
图16图解了具有传送滤波器p(O、总体/复合信道/<0 (相对于下面描述 的多径信道g(t))、以及接收机滤波器《W的传输系统的模型。无线通信信道 的这一数字基带表示可由丄个离散多径分量来建模
<formula>formula see original document page 31</formula>
在此复路径振幅是",，其具有相应的延迟r,。发射机和接收机滤波器的组合效 果可定义为-W，在此
柳-p(夠(O 式4 在此③表示巻积。组合得到的^0常被选取为类似于升余弦响应。例如，在 cdma2000及其衍生物中，此响应类似于图17中显示的示例。总体信道估 计由下式给出
<formula>formula see original document page 31</formula>
图18A和18B示出基于三个RAKE耙指的每一处的估计的多径信道的信 道估计(实和虚分量)的示例。在此例中，实际信道被示为实线，并且",由星 号给出。重构(虚线)是基于在上面的式3中使用a,。图18A和18B中的RAKE
耙指信道估计是基于用导频码片(在此总导频SNR为-24dB)解扩。 用重新生成的数据码片代替导频码片在诸RAKE耙指延迟处作解扩
信道估计的质量对重构用户对接收到的信号的贡献的保真度有直接影响。 为了提升实现干扰消去的CDMA系统的性能，可使用用户的重构出的数据码 片来确定改善的信道估计。这将提高干扰扣除的准确性。针对CDMA系统的 一种技术可以被描述为与经典的"关于用户的传送的导频码片作解扩"相对的 "关于用户的传送的数据码片作解扩"。
回忆在图18A-18B中的RAKE耙指信道估计是基于用导频码片(在此总 导频SNR为-24dB)解扩。图19A-19B示出基于RAKE耙指以及用数据码片 作解扩的改善的信道估计的示例，在此数据码片是以比导频码片高10 dB的功率发射的。
图20A图解了一种用重新生成的数据码片在诸RAKE耙指延迟处解扩的 方法。在框2000， rake接收机314 (图4)用导频PN码片解扩前端采样以得 到RAKE耙指值。在框2002，解调器304执行数据解调。在框2004，解码器 308执行数据解码并校验CRC。在框2006，如果CRC通过，那么单元400通 过重新编码、重新交织、重新调制、以及重新扩展来确定传送的数据码片。在 框2008，单元400用传送的数据码片来解扩前端采样以在每一耙指延迟处得到 改善的信道估计。在框2010，单元400用改善的信道估计来重构用户的话务和 开销对前端釆样的贡献。
图20B图解了包括装置2020 —2030以实现图20A的方法的装置。图20B 的2020-2030可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。 用重新生成的数据码片在FERAM解析度下估计复合信道
经典的CDMA接收机可在每一 RAKE耙指延迟处估计多径信道的复值。 居于RAKE接收机之前的接收机前端可包括匹配于发射机滤波器(即， 的低通接收机滤波器(即，。因此，为使该接收机能实现匹配于信道输 出的滤波器，RAKE接收机自己尝试仅匹配于多径信道(即，。诸RAKE 耙指的延迟通常是从独立时间跟踪环路在最小分隔要求内(例如，诸耙指相隔 至少一个码片)驱动的。但是，物理多径信道本身往往在延迟的连续统上具有 能量。因此， 一种方法在前端采样(例如，码片x2 FERAM)的解析度下估 计复合信道(即，。
在CDMA反向链路上有发射功率控制的情况下，来自所有多径及诸接收 机天线的组合耙指SNR通常被控制成落在特定范围内。此SNR范围会导致从 经解扩的导频码片推导出的复合信道估计具有相对较大的估计方差。这就是为 何RAKE接收机尝试仅在能量延迟分布图的"波峰"处放置耙指的缘故。但有了 用重构出的数据码片作解扩的T2P优势，复合信道估计就可得到比将g(O与WO 的模型相组合得到的直接估计更好的W0的估计。
本文中描述的信道估计过程显式地估计发射机滤波器、多径信道、和接收 机滤波器的组合效果。此估计可在与过采样的前端采样(例如，码片x2 FERAM)相同的解析度下。此信道估计可通过用重构出的传送数据码片来解200680039186.5
说明书第25/46页
扩前端采样以在信道估计准确性上得到T2P增益来达成。这些均匀间隔开的信 道估计的时间跨距可基于关于诸RAKE耙指延迟的信息以及对发射机和接收 机滤波器的组合响应的先验估计来选取。此外，来自诸RAKE耙指的信息可用 来优化这些均匀间隔开的信道估计。注意这种估计复合信道的技术本身也是有 用的，因为不要求设计要使用^,)的先验估计。
图21A和21B示出了使用在码片x2解析度下均匀间隔开的采样来估计复 合信道的一个示例。在图21A、 21B中，数据码片SNR是-4dB，对应于-24dB 的导频SNR以及20dB的T2P。此均匀信道估计给出与仅用在RAKE耙指位置 上的数据码片来作解扩相比更好的质量。在高SNR下，"裕径(fatpath)"的作 用限制了使用RAKE耙指位置来准确地重构出信道的能力。这种均匀采样途径 在估计SNR很高——这对应于用高T2P的数据码片作解扩的情形——时尤为 有用。当T2P对于特定用户很高时，信道重构保真度就很重要。
图22A图解了一种使用重新生成的数据码片在均匀解析度下估计复合信 道的方法。框2000 - 2006及2010与上面描述的图20A相类似。在框2200中， RAKE接收机314 (图4)或另一组件基于RAKE耙指延迟确定均匀构造的时 间跨距。在框2202中，解调器304或另一组件通过用在恰适的时间跨距上均 匀的延迟处的传送数据码片解扩前端釆样来确定改善的信道估计。
图22B图解了包括装置2020-2030、 2220、 2222以实现图22A的方法的 装置。图22B的2020-2030可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。
在上面的说明中，g(t)是无线多径信道本身，而h(t)包括无线多径信道以 及发射机和接收机滤波即= g(0与W0巻积。
在上面的说明中，"采样"可以是在任何任意性的速率下(例如，每码片两 次)，但"数据码片"是每码片一个。
"重新生成的数据码片"是通过如图20A的框2006中所示并在上面描述地 重新编码、重新交织、重新调制、以及重新扩展来形成的。原则上，"重新生 成"是模拟了信息比特原来在移动发射机(接入终端)处经历过的过程。
"重构出的采样"代表存储在FERAM 312或在接收机中独立于FERAM 312的单独存储器中的采样(例如，每码片两次)。这些重构出的采样是通过 将(重新生成的)传送数据码片与信道估计巻积来形成的。措词"重构出的"和"重新生成的"可在提供了或重新形成传送的数据码片或重新形成接收到的采样的上下文时被可互换地使用。采样或码片可被重新形成，因为"码片"是通过重新编码等来重新形成的，而"采样"是基于使用重新形成的码片并纳入无线信道的作用(信道估计)以及发射机和接收机滤波来重新形成的。措词"重构"和"重新生成"两者本质上意味着重建或重新形成。它们在技术上没有区别。 一个实施例排他性地对数据码片使用"重新生成"而对采样使用"重构"。由此，接收机可具有数据码片重新生成单元以及采样重构单元。
对具有干扰消去特征的CDMA系统的反向链路上的传输子信道增益作适应性调整
多用户干扰是CDMA传输系统中一限制性因素，并且缓解此干扰的任何接收机技术将允许可达到的吞吐量上有显著的增长。本节描述用于对具有IC特征的系统的传输子信道增益作适应性调整的技术。
在反向链路传输中，每一用户传送导频、开销、和话务信号。导频提供传输信道的同步和估计。开销子信道(诸如RRI、 DRC、 DSC、和ACK)为MAC 和话务解码建立所需。导频、开销、和话务子信道对于信噪干扰比(SINR)具有不同的要求。在CDMA系统中，单一的功率控制就可对导频的发射功率作 适应性调节，而开销和话务子信道的功率相对于导频具有固定的增益。当BTS 装备有PIC、OIC、及TIC时，各个子信道取决于诸IC的次序和消去能力看见不同的干扰龟平。在此情形中，诸子信道增益之间的静态关系会损害系统性能。
本节描述针对实现IC的系统上诸不同逻辑子信道的新的增益控制策略。这些技术是基于诸如EV-DO修订版A等的CDMA系统并且也可被应用于 EV-DV发行版D、 W-CDMAEUL、以及cdma2000。
所描述的技术通过根据在分组差错率方面测得性能而适应性地改变每一子信道的增益来实现诸不同子信道上的功率和增益控制。目的在于提供一种允许充分利用IC的潜能同时又为时变的弥散性子信道上的传输提供稳健性的可靠的功率和增益控制机制。
干扰消去是指在逻辑子信道已被解码出之后移除这些子信道对前端采样的贡献以减少对将在稍后被解码的其他信号的干扰。在PIC中，传送的导频信号在BTS处是已知的，并且接收到的导频是使用信道估计重构出的。在TIC或OIC中，干扰是借助于通过接收到的子信道在BTS处的经解码版本重构该 子信道来移除的。
当前BTS (无IC特征)控制导频子信道的功率￡cp以满足话务信道中的
差错率要求。话务子信道的功率与导频由一固定因子r2户相关，其取决于载荷
类型以及靶向终止目标。导频功率的适应性调节是通过包括内环和外环的闭环 功率控制机制来执行的。内环旨在将导频的SINR (&乂M)保持在阈值水平r，
而外环功率控制改变此阈值水平r，例如基于分组差错率(per)来作此改变。
当在接收机处执行IC时(图4)，子信道增益的适应性调节对于系统而 言将有所裨益。事实上，由于每一子信道看到不同的干扰电平，因此它们相对 于导频而言的增益应相应地作适应性调节以提供合需的性能。本节可解决对开 销和导频子信道的增益控制的问题，并且描述了用于对T2P作适应性调整以通 过充分利用IC来提高系统吞吐量的技术。 具有ic特征的系统中的重要参数
可被调节的两个参数是开销子信道增益和话务-导频(T2P)增益。当TIC 活动时，可将开销子信道增益增大(相对于非TIC)以允许导频和开销性能之 间有更灵活的权衡。通过用G来注记在当前系统中使用的基线G，开销信道增 益的新值将是
G'=G.Aa 。
在非IC方案中，开销/导频子信道看到与话务信道所见的相同的干扰电频， 并且一定比率的T2P/G可给予开销和话务信道性能两者以及导频信道估计以 令人满意的性能。当使用了IC时，干扰电平对于开销/导频和话务是不同的， 并且T2P可被减小以允许这两种类型的子信道有相干的性能。对于给定的载 荷，该方法可令T2P相对于制表值降低至A,^分之一以满足这些要求。通过
用T2P来注记在当前系统中用于特定载荷的基线T2P， T2P的新值将是 <formula>formula see original document page 35</formula> 参数A^可被量化成一组有限或离散值(例如，-0.1 dB到-l.O dB)并被 发送给接入终端106。
可被保持控制的一些量值是话务PER、导频SINR、以及热噪声增量。导 频SINR不应降落到良好的信道估计所需的最小水平之下。热噪声增量(ROT)对于确保功率受控的CDMA反向链路的稳定性和链路预算而言是很重要的。 在非TIC接收机中，ROT是在接收到的信号之上定义的。 一般而言，ROT应 保持在预定范围之内以给良好的容量/覆盖权衡留出余地。 热噪声增量控制
/。指示接收机的输入处信号的功率。从接收到的信号消去干扰导致功率降 低。/。'指示IC之后在解调器304的输入处信号的平均功率
<formula>formula see original document page 36</formula>
/。'的值可在前端采样已用IC更新过之后从前端采样测得。当执行IC时， ROT对于开销子信道而言仍然很重要，并且应关于一阈值来控制ROT，即要 确保
其中iV。是噪声功率。
但是，话务及一些开销子信道也受益于IC。这些子信道的解码性能与在
ic之后测得的热噪声增量相关。^^,及or是ic之后的信号功率与噪声功率之
比。有效ROT可由一阈值来控制，艮P，
<formula>formula see original document page 36</formula>o
在噪声电平不改变的假定下，7 07;#上的约束可等效地陈述为/。'上的约束
在此4'w是对应于及o"f〕的信号功率阈值。 固定开销增益技术
当i or增大时，导频和开销信道(其未受益于IC)的SINR降低，从而
导致擦除率的潜在增长。为了对此效应作补偿，或可将开销信道增益提高固定 值或可通过针对特定系统状况作适应性调整来提高开销信道增益。
描述了在其中开销子信道的增益相对于导频而言固定的技术。所提议的技
术为每一用户作导频子信道的电平和An,两者的适应性调整。
在固定的A^- 0 dB下对T2P进行的闭环控制
图23图解了对Ecp和A^以及固定的A^0dB的闭环功率控制(PC)(框
2308)。对Arw和^p的适应性调整的这种第一解决方案包括A. 内环和外环2300、 2302可用常规方式执行功率控制以实现对&p的适 应性调整。外环2300接收目标PER和话务PER。内环2304接收阈值T 2302 和测得导频SINR并输出￡"。
B. 闭环增益控制(GC) 2306基于对移除了的干扰的测量来适应性调整 △ 〃增益控制2306接收测得的ROT和测得的ROTeff并输出Anp。接收 机测量由IC方案移除了的干扰并适应性调整AT2i> 。
C. 可将A^^放在消息中周期性地向扇区中的所有接入终端106发送。 为进行^w的适应性调整，若IC之后的干扰从/。降到了/。'，则T2P可由
此减小以下量
<formula>formula see original document page 37</formula>
五cp将增大(通过PC循环2304)如下
该系统在有/无IC特征的情况下总发射功率之比将是:
在此G是开销信道增益。对于大的T2P值(相对于G而言)，比率C可被近 似为
<formula>formula see original document page 37</formula>
对于有效ROT的估计而言，有效ROT因PC和信道状况的改变而迅速变 化。相反地，A，反映出i 07^的缓慢变动。因此，对于Anp的选取，有效ROT
是借助于对IC之后的信号的长求均窗来测量的。此求均窗可具有至少两倍于
功率控制更新周期的长度。
在固定的Ag > 0 dB下对T2P进行的闭环控制
图24与图23除了增益控制2306接收阈值有效ROT并且Ae >0dB (框
2400)外是相同的。此用于对A^p作适应性调整的替换方法是基于对IC和非
IC系统两者具有相同的蜂窝消去覆盖的要求。￡ep分布在两种情形中是相同的。 IC的作用在满载的系统上是双倍的i) IC之前的信号功率/。相对于无IC特征 的系统的信号功率将有所提高；ii)由于藉由PER控制的闭环功率控制，/。'将倾向类似于无IC特征的系统的信号功率。A，是如下来作适应性调整的
<formula>formula see original document page 38</formula>
基于ACK对A^的控制
图25图解了基于具有固定开销子信道增益的ACK子信道对Ecp和Anp的
PC (框2506)。
对AT2P的闭环GC要求有从BTS到AT的反馈信号，在此所有AT从BTS 接收到相同的An/J广播值。 一种替换解决方案是基于对的开环GC 2510以 及对导频的闭环PC2500、 2504。闭环导频PC包括内环2504，其根据阈值r0 2502调整￡ep。外环控制2500受开销子信道的擦除率——例如数据率控制 (DRC)子信道出错概率或DRC擦除率指导。每当DRC擦除率超过一阈值时 就将r。增大，但当DRC擦除率低于该阈值时将其逐渐减小。
是通过ACK前向子信道来作适应性调整的。具体而言，通过测量ACK
和NACK的统计特性，AT就能评价BTS处的话务PER (框2508)。增益控 制2510比较目标话务PER和测得PER。每当PER高于一阈值时，就将Anp增 大，直至72户'达到非IC系统的基线值r2尸。另一方面，对于较低的PER，将 减小以充分利用IC过程。
可变开销增益技术
收发机的一种进一步的优化可通过不仅对A,w还对开销子信道增益(G,
钤)作针对IC过程的适应性调整来获得。在此情形中，需要一额外的反馈信 号。A。的值可量化为从0dB到0.5dB。
基于干扰功率的开销增益控制
图26与图24除开销GC 2600外相类似。 一种用于对开销子信道2600作 GC的方法是基于IC之后测得的信号功率。在此情形中，假定了五w以提供与 无IC特征的系统相同的蜂窝小区覆盖。IC之前的信号具有增大的功率/。，并 且开销增益对此增大的干扰作补偿。此实现通过如下设置来适应性调整开销增
<formula>formula see original document page 38</formula>
A。可被控制以不降到OdB以下，因为这将对应于降低开销子信道功率，而这是不大可能有帮助的。
此增益及功率控制方案可包括如图23中所示的针对&p的内环和外环PC 2304、 2300、如上面描述的针对A。的GC环路2600、针对A^的开环GC 2306，
其中是在每当PER高于一 目标值时被增大，并且在PER低于此目标时被 减小。A,M的一最大等级被允许，其对应于非IC接收机的该等级。 唯DRC开销增益控制
图27图解了具有唯DRC开销增益控制2702的图26的一种变形。 即使在开销子信道增益作了适应性调整时，对Anp的增益控制2700也可 如上面描述地用闭环来执行。在此情形中，仏p和Anp是如图23的方案中那样 被控制，而开销子信道增益2702的适应性调整是通过DRC擦除率来执行的。 具体而言，如果DRC擦除高于一阈值，则将开销子信道增益2702增大。当 DRC擦除率低于一阈值时，将开销增益2702逐渐减小。 在多扇区多蜂窝小区的网络中对T2P的控制
由于对A,^的GC是在蜂窝小区层面上执行的，并且AT 106可能处于软
换手中，因此各个扇区可能会生成不同的适应性调整请求。在此情形中，对于 要向AT发送的A,w请求的选取可考虑各种可选项。在蜂窝小区层面上， 一种
方法是可在满载扇区所要求的那些T2P减小当中选取最小的T2P减小，艮口，<formula>formula see original document page 39</formula>
其中《^是扇区s所要求的A,w。 AT可接收来自各个蜂窝小区的不同请求， 并且在此情形中还可能采纳各种准则。 一种方法可选取对应于i ^^虜^的Anp 以确保与其最可靠的通信。
对于在蜂窝小区和在AT两者处对A^^的选取，其他选择也可被考虑，包
括被请求的值当中的最小、最大、或平均值。
一个重要的方面是令移动台使用r2P'-r2PxA^以及G'-GxAe，在此
A,w是在BTS处基于/。和/。'的测量(以及还可能有/，的知识)来计算的，并
且A。也是在BTS处计算的。当在BTS处计算出了这些A因子时，它们由每一
BTS向所有接入终端广播，后者相应地作出反应。
本文中公开的概念可被应用于WCDMA系统，其使用诸如专用物理控制
信道(DPCCH)、增强型专用物理控制信道(E-DPCCH)、或高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)等的开销信道。WCDMA系统可使用专用物理数据信 道(DPDCH)格式和/或增强型专用物理数据信道(E-DPDCH)格式。
本文中公开的系统和方法可被应用于具有两种不同的交织结构——例如 2 ms传送时间区间和10 ms传送时间区间——的WCDMA系统。由此，前端 存储器、解调器、和减法器可被配置成横跨具有不同传送时间区间的分组的一 个或多个子分组。
对于TIC，话务数据可由一个或多个用户以EV-DO发行版0格式或EV-DO 修订版A格式来发送。
本文中描述的具体解码次序可对应于解调和解码的次序。重新解码一分组 应当是来自于重新解调，因为解调来自FERAM 312的分组的过程将干扰消去 转换成更好的解码器输入。 导频干扰消去
图28图解了 rake接收机内的采样缓冲器2808和耙指处理器2800的一个 实施例。rake接收机可包括很大数目的个体耙指处理器2800——诸如256或 512个耙指处理器2800——以处理数条多径。替换地，rake接收机可包括单个 高速处理器来以时分方式处理数条多径，这是模拟了数个耙指处理器2800的 功能。
采样缓冲器2808的一个实施例可以是一存储在码片率x2 ("码片x2") 的采样率下的数据采样的片段的循环随机存取存储器(RAM)。此码片率等于 1/TC，在此Tc;是码片历时。例如，码片率可以是1.2MHz。也可使用其他码片 率。
耙指处理器2800可被用于cdma2000 lxEV-DO系统或其他系统。耙指处 理器2800包括信道估计器2802、数据解调单元2804、以及导频干扰估计器 2806。信道估计器2802包括解扩器2810、导频反信道化器2812、和导频滤波 器2814。数据解调单元2804包括解扩器2818、数据反信道化器2820、和数据 解调器2822。导频干扰估计器2806包括消去因子计算单元2824、乘法器2826 和2832、重构滤波器表2838、导频重构滤波块2830、导频干扰累积块2828、 导频信道化器2834、和扩展器2836。
解扩器2810、 2818从扩展序列发生器接收复共轭扩展序列——例如伪随机噪声(PN)序列。在一个实施例中，解扩器2810、 2818首先将来自采样 缓冲器2808的从多径的时间偏移tm起的片段的数据采样乘以扩展序列^;(解 扩)，然后重新采样这些经解扩的数据采样。在另一个实施例中，解扩器2810、 2818首先重新采样来自采样缓冲器2808的从多径的时间偏移tm起的片段的数 据采样，然后将这些重新采样到的数据采样乘以扩展序列p ;。
图28中的解扩器2810、 2828可包括重采样器或内插器，其重新采样、升 采样、求和、抽取、或内插来自采样缓冲2808的数据采样来达到合需的采样 率。重新采样的类型取决于存储在采样缓冲2808中的收到信号采样的采样率。 例如，解扩器2810可在码片x2的采样率下将来自采样缓冲2808的采样升采 样到耙指时间偏移的最大解析度，例如码片x8。解扩器2810可将码片x8的采 样抽取成码片x 1用作至导频反信道化器2812的输出。
一般而言，耙指处理器2800的不同组件可能会使用不同的采样率——诸 如码片xl、码片x2、码片x4、码片x8。较高的采样率如码片x8等可提升采 样的性能和准确性。较低的采样率如码片x2等可能准确性较低但却通过减少 了计算复杂度和处理时间而提高了效率。
导频反信道化器2812(a)接收来自解扩器2810的经解扩数据采样以及导 频信道化码Cpil。t,m，并且(b)输出经反信道化的导频码元。类似地，数据反信 道化器2820 (a)接收来自加法器2816的经解扩数据采样以及数据信道化码 Cdata,m，并且(b)输出经反信道化的数据码元。
导频滤波器2814推导出至少两个值，hm和Nt，其可以诸如hm/NjD|hm|2/Nt
等各种形式从导频滤波器2814输出。lv是对指派给耙指处理器2800的特定多 径的信道估计。此信道估计hm可对应于信道系数(振幅、相位、以及延迟或 时间偏移)。导频滤波器2814可使用一个或多个片段——例如当前片段"n"和 /或过去或将来的片段——来提供信道估计hm。在一个示例中，导频滤波器2814 使用4到6个片段来推导信道估计。替换地，导频滤波器2814可使用一个或 多个片段来提供将来信道估计，即信道估计的预测。信道估计hm将如下面描 述地被导频干扰估计器2806用于导频重构。导频滤波器2814向乘法器2826 输出的信道估计hm可以是具有I和Q分量的复值。
Nt是此耙指处理器2800所见的噪声方差加干扰项。如果信道估计hm的方差很高，则该信道是有噪的。hm/Nt被数据解调器2822用来解调数据。|hm|2/Nt 被消去因子计算单元2824使用。导频滤波器2814可包括相位旋转器或相位校 正器。
若接收机具有完好的信道状态信息，那么由多个耙指处理器2800所作的 干扰消去可增大多址信道的容量。在现实中，每一用户的信道是时变的，并且 估计可靠的信道状态信息可能是一项挑战。应通过使用现实的或可靠的基于导 频的信道估计来从接收到的信号中消去每一用户的导频。使用不可靠的信道估 计将会导致数据采样的过消去。若信道估计器2802监测到不可靠的基于有噪 导频的信道估计，那么消去因子计算单元2824减少或阻止消去。由此，消去 因子计算单元2824使得导频干扰消去之后的残差能量(噪声)最小化。
例如，三个耙指处理器2800可在不同偏移上处理同一收到信号并监测出 不同的SNR或信道估计。如果一个耙指处理器监测到一特定的有噪信道，则 在作导频干扰消去时将该耙指处理器重构出的导频的贡献减小(按比例縮小) 将是可取的。
如果Nt(是此耙指处理器2800所见的噪声方差加干扰项)很高，并且导频 信道强度lhj^艮低，那么信道估计hm可能是不可靠的。消去因子计算单元2824 可选择低消去因子^，诸如0、 .1、 .2、 .5等。这降低了耙指处理器2800用来
重构导频采样的有噪信道估计的振幅。
如果Nt很低，并且导频信号强度lhjM艮高，那么信道估计hm可能是可靠 的，并且消去因子计算单元2824可选择高消去因子c^，诸如.8、 .9、 1.0等。
如果Nt很高，并且导频信号强度lhmf也很高，那么信道估计hm可能一定程度
上是可靠的，并且消去因子计算单元2824可选择适中的消去因子，诸 如.5、 .6、 .7、 .8等。消去因子^的值可取决于是如何实现导频解调的以及是
如何推导信道估计的。在一些情形中，消去因子^可被选择成大于1。例如， 在导频解调期间，信道的相位可能会被不正确地对齐，这导致能量被消去。此 信道具有欠估计的信号振幅或有偏的信道估计。由此，选择并使用大于1的消 去因子^将向信道估计加回一定的校正。下式对于具有高斯噪声的在一个片
段上恒定的信道而言是最优的。
在一个实施例中，消去因子计算单元2824使用来自导频滤波器2814的IhnZ/Nt来从下式计算消去因子、
m=,卩/，]/[l + (l&l2/ )]， 在此lhmf/Nt可与Eep/Nt成比例，Eep是信道估计器2802估计出的每码片能量，
Nt是噪声(Eep/Nt表示信噪比)，并且N是信道估计的求均长度。N表示用于 估计hm和Nt的采样的数目。N可以使片段长度，诸如512、 1024、或2048个码片。
在另一个实施例中，消去因子计算单元2824使用来自导频滤波器2814 的lhj2/^来从査找表(LUT)中选择最优消去因子c^。此查找表包括预先确
定的lhjZ/Nt的值或范围并且对应于预先确定的消去因子^。
第一乘法器2826将信道估计hm乘以来自消去因子计算单元2824的计算 出的或选定的消去因子^即作比例定标来提供每片段加权的信道系数。
导频重构滤波
如果多径收到信号的时间延迟或偏移U是码片历时Tc的整数倍加上码片 历时Tc的某一分数即小于一个码片的历时Tc;，则会发生码片间干扰(ICI)。 耙指处理器2800执行重构滤波来计及发射机所作的脉冲整形。具体而言，图 28中的重构滤波器表2838、第二乘法器2832、和导频重构滤波块2830计及估 计出的传送脉冲的多个波瓣即多个抽头，而不仅仅是估计出的传送脉冲的中心 波瓣即中心抽头或峰值。由耙指滤波器2800执行的滤波提供更可靠的重构导 频采样。若不考虑传送脉冲的形状以及接收滤波器和重构滤波，重构出的导频 信号则可能无法准确地反映出该导频对接收到的采样的贡献。
在一个实施例中，导频重构滤波块2830包括多相有限冲激响应滤波器 (FIR)，其将抽取——例如从码片x 8到码片x 2——与滤波组合在单个过程中。 多相滤波器可以是在给定一相位的前提下根据该给定相位来抽取滤波器函数， 然后执行滤波。例如，多相滤波器可使用以8个不同的可能相位作l/8抽取的 巻积。输入到滤波器表2838的时间偏移U选择对应于8个不同的可能相位之 一的滤波器系数。乘法器2832将这些滤波器系数(根据所选的相位)乘以信 道估计和消去因子。重构滤波块2830用这些滤波器系数、信道估计、和消去 因子来对在码片x8下从扩展器2836而来的经扩展的导频信号进行滤波(执行 巻积)。如果此巻积有64个采样(8组各8个采样)，则在作l/8抽取之后，重构滤波块2830是8抽头的滤波器并且仅滤波8个采样。此实施例可降低导 频干扰估计器2806的复杂度。
重构滤波器表2838存储表示估计出的传送脉冲^W(r)以及接收滤波器
^WW (例如低通滤波器)的巻积-(O的一组预先计算出的滤波器系数。终端 106的传送滤波器所使用的传送脉冲<^(0可为基站104处的耙指处理器2800 所知或估计出。传送脉冲^,(,)可由移动电话制造商或由诸如IS-95、 cdma2000
等的标准来定义。接收滤波器函数^w(o理想地可以是与传送滤波器的匹配滤
波器(MF)，但实际的接收滤波器可能并非恰好与传送滤波器匹配。接收滤 波器函数-m (0可在制造基站接收机时设置。
在一种配置中，巻积在耙指处理器2800中最高的采样率(耙指时间偏移 的最大解析度)——例如码片x8下被采样，从而滤波器表2838包括多个滤波 器表，例如8个滤波器表，在其中第i个滤波器表对应于原始的码片x8自相关 函数^在时间偏移i处的码片级采样，其中1 = 0，1，2, ...7。每个滤波器表可以 具有2M+1个抽头条目，并且每个条目可以有16个比特。在一个实施例中， M被选择成大于或等于2以减小性能损失(如果M-2，那么2M+l-5)。 滤波器表可计及码片xl下5 - 13码片时间跨距(在此M = 2到6，并且2M + 1 =5到13)，或33 — 97码片x8时间跨距(在此M = 2至lj 6，并且2M(8)+1 = 33 到97)。在一个实施例中，多个耙指处理器2800可使用相同的滤波器表2838。
在一个实施例中，每一耙指处理器2800的第二乘法器2832可在合适的时 间偏移W(指派给该耙指滤波器2800)上访问两张此类滤波器表以重构码片x2 的导频采样， 一张表用于偶采样， 一张表用于奇采样。第二乘法器2832将来 自第一乘法器2826的经比例定标的每片段信道估计hm系数与这两张选定的滤 波器表中的每一滤波器抽头(预先计算出的滤波器系数)相乘。第二乘法器2832 将每片段滤波器抽头系数(例如，在码片x2下)输出到导频重构滤波块2830。
在一个实施例中，若导频重构滤波块2830的输出在码片x2下提供采样， 那么在导频干扰估计器2806中不需要单独的重采样器。重构滤波块2830可将 码片率变至采样率。
图28中的扩展器2836可接收当前片段"n"的扩展序列pm，并提供针对当 前片段"n"而不是下一片段"n+l"的经扩展的导频信号(例如，复PN序列码片)。由此，图28的耙指处理2800重构当前片段"n"的导频干扰。在重构并积累来 自多个耙指处理器的针对当前片段"n"的导频干扰与然后从当前片段"n"的数据 采样中扣除当前片段"n"的累积的重构导频干扰之间可能会有很短的延迟。但 此途径(从当前片段"n"的数据码片中消去当前片段"n"的累积的重构导频干扰) 可提供更加可靠/准确的导频干扰消去，对于高度时变的信道而言尤甚。
导频信道化器2834可接收具有I和Q分量的复信道化码。扩展器2836 可接收具有+/-1或+/一这4种可能的值的复PN序列。导频信道化器2834和扩 展器2836可在当前片段"n"的每一侧上生成额外的码片以协助导频重构滤波块 2830作滤波。
导频重构滤波块2830执行实际的滤波，即执行对来自扩展器2836的经扩 展导频信号(例如，PN序列)与滤波器表系数-(,)、消去因子、和信道估计之 积的巻积。例如，导频重构滤波块2830可包括在码片xl下的两个5抽头滤波 器、9抽头滤波器、或13抽头滤波器。对于每一滤波器可有2M+1个抽头。 由导频重构滤波块2830提供的滤波可减轻ICI (码片间干扰)的影响。
导频重构滤波块2830可在码片x2解析度下重构一个片段的用户时间对 齐的导频信号，并提供码片x2的导频采样。在另一个实施例中，导频重构滤 波块2830滤波在码片x8下过采样的PN序列，并且重采样器(居于导频重构 滤波块2830与缓冲2828之间)将来自导频重构滤波块2830的码片x8釆样以 从0到7的给定相位即起始采样(取决于时间偏移tm)抽取成码片x2 。这些 采样随后被存储在缓冲2828中。
导频重构滤波块2830输出包括指派给耙指滤波器2800的多径的估计导频 采样的重构导频干扰信号l((w)。导频重构滤波块2830可包括相位解旋器或相
位校正器，在解扩器2810包括对频率偏移作补偿的相位旋转器的情况下尤甚。 导频干扰累积缓冲
导频干扰累积缓冲2828存储并累积来自导频重构滤波块2830的在恰适的 时间偏移处的重构导频。举一例而言，导频干扰累积缓冲2828可以是循环随 机存取存储器(RAM)。在一种配置中，可有单个导频干扰累积缓冲2828存 储并累积来自多个耙指处理器2800的多个导频重构滤波块2830的具有不同时 间偏移的重构导频采样。单个干扰累积缓冲与在多个耙指滤波器中有多个干扰累积存储器的实施例相比可使用较少的存储器空间以及其他资源。
导频干扰累积缓冲2828可具有与采样缓冲2808相同的解析度。例如，导 频干扰累积缓冲2828可以在码片x2的解析度下，即在2x码片率下操作。如果 每一片段具有512个码片的长度，则导频干扰累积缓冲2828可存储至少两个 片段，即512码片/片段x2采样/码片=1024个导频采样，其是从导频重构 滤波块2830生成的。在至少2个片段的长度下，导频干扰累积缓冲2828可 存储先前导频采样的重叠。导频干扰累积缓冲2828可用其他大小来实现。导 频干扰累积缓冲2828可使用其他采样率，诸如3/2或4/3x码片率。
在耙指处理器2800结束重构导频之后，干扰累积缓冲2828包含总导频干 扰估计。每一耙指处理器2800中的加法器2816然后从接收到的信号(来自采 样缓冲2808)逐采样地扣除干扰累积缓冲内容(来自干扰累积缓冲2828)以 向数据解调单元2804提供无导频的数据采样。
使用单个干扰累积缓冲的复杂度降低可通过使重构出的导频独立于多径 (用户)到来时间来达成。例如，重构出的导频可在码片x2的速率下并且系 统时间对齐地来生成。由此，重构出的导频可独立于多径(用户)到来时间。 可根据系统时间而不用考虑耙指或用户时间即不用重新采样地从采样缓冲 2808所提供的收到信号中经由例如猝发扣除等来直接扣除由干扰累积缓冲 2828提供的重构导频。这就消除了对重采样器的需要。 反向链路蜂窝小区间和蜂窝小区内干扰消去
可通过例如基于扣除(1)到达BTS (基站)104处的所有接入终端106 的导频信号、(2)在BTS处解码出的接入终端开销信道、以及(3)在BTS104 处解码出的接入终端话务数据信道在给定BTS 104处消去扇区内干扰来增大 CDMA系统的反向链路容量。
在实用的部署中，来自接入终端106的信号往往可在一个以上BTS 104 处被以合理的功率接收到，诸如反向链路CDMA接入终端106在软换手中就 是这种情况。本节下面描述用于从没有成功解码出接入终端的信号的BTS 104 移除该接入终端的蜂窝小区间干扰的技术。这可称作BTS-BTS干扰消去。
图29图解了配置成共享解码出的数据以供反向链路蜂窝小区间干扰消去 之用的多个基站104。图30图解了令多个基站104共享解码出的数据以供反向链路蜂窝小区间干扰消去之用的方法。第一基站104A接收来自接入终端106 的信号并将该信号的采样存储在采样缓冲(例如，图3中的缓冲312)中。在 图30的框3000中，第一基站104A可从所存储的采样解调并成功解码出至少 一个信号、诸如导频、数据分组、和/或开销信道。在框3002，第一基站104A 可将从这至少一个信号——诸如导频、数据分组、和/或开销信道解调解码出的 信息经由(a)第一与第二基站104A、 104B之间的直接链路110 (有线的，例 如光纤，或无线的)和/或(b)与第一和第二基站104A、 104B通信的基站控 制器(BSC) 102发送给第二基站104B。
在框3004，第二基站104B可使用此解码出的分组来估计信道参数——包 括多径延迟和/或信道系数，并重构出数据采样对接收到的采样的贡献(使用编 码、调制、滤波等)。在框3306，第二基站104B可随即从第二基站的采样缓 冲扣除这些重构出的采样，这减少了对所存储的采样中存在的其他信号的干 扰。
以此方式，第二基站104B可在此解码出的分组是在足够高的话务-导频 (T2P)比下被传送——这对应于较高的数据率的情况下重构不可靠地接收到 其导频信号(即，不可靠的导频信道估计)的接入终端106的信道估计。
第二基站104B可能(a)已监测到来自接入终端106的导频信号，并且已 试图解调(以指派的RAKE耙指处理器)和解码分组(即，接入终端106处于 软换手中)，或(b)尚未试图解调和解码来自接入终端106的分组，因为第二 基站104B没有从接入终端106接收到足够强的信号。在第二种情形中，从接 入终端106接收到的任何信号在第二基站104B处可被视为噪声。
第一基站104A (或基站控制器102)可维护从接入终端106接收到信号 或是落在接入终端106的范围内的一个或多个其他基站的列表(例如，活跃集 列表)，从而第一基站104A知道要向何处发送经解调和解码的数据。
由此，多个基站104A、 104B可共享解码出的数据以移除干扰。在基站 104A、 104B之间传送的信息或可以是解码出的数据比特、经重编码的数据比 特、已调制码元、或已调制/交织码元。在一种配置中，此信息或可以是(a)原 始数据比特以使基站104A、 104B之间所需的传递带宽最小化，或可以是(b) 接入终端106的最终传送码元以使接收方基站104处所需的重新生成处理量最小化。
本文中描述的方法和系统可使用导频干扰消去(pic)、话务干扰消去 (TIC)、或开销干扰消去(OIC)、或是PIC、 TIC和OIC的任意组合。
本文中描述的方法和系统可随混合式ARQ实现，在其中分组是在一股时 间上分离的子分组的交织上传送的。图7图解了可用于CDMA lxEV-DO修订 版A的RL的一种交织结构。每一股交织是4时隙长，并且有3股交织。因此， 在给定的一股交织的一子分组的末尾与同一股交织的下一子分组的起始之间 存在有8个时隙。8个时隙是足够供接收机(例如，基站104)解码该分组并 向发射机(例如，接入终端106)中继一ACK或NAK的时间。也可将同一股 交织的两个子分组之间的时间用于把解码出的比特从一 BTS 104中继到其他 附近的也很可能接收到了来自接入终端106的该解码出的分组的干扰的BTS。
由于接入终端106在不同的帧偏移上传送(即，在不同的时隙边界上开始 子分组)，因此在下一帧偏移之前用解码出的分组消去接入终端106的干扰将 是有用的，因为那些子分组(对应于这些解码出的分组)与当前帧偏移将有75% 的重叠。为在同一BTS处的IC而言实现此是合理的，但是要在另一BTS处消 去干扰可能时间太短。但是，对于另12个时隙将不会发生有100%重叠的子分 组。因此，在具有H-ARQ特征的系统中，通过在对于EV-DO而言是10个时 隙——对应于16.6 ms的级数上消去来自其他蜂窝小区的诸接入终端106的干 扰就可达成显著百分比的IC增益。
图10图解了横跨全部4个子分组的接收机缓冲312的一个示例，对于 EV-DO修订版A，其可由40时隙的缓冲来达成，因为每个4时隙的子分组之 间有8个时隙。为便于说明，图10仅考虑了单股交织以及在相同帧偏移上的3 个用户以着重突出在H-ARQ下的干扰消去操作。此图示出此40时隙的缓冲中 哪些子分组在各自对应于所考虑的交织上另一子分组的到来的3个时间实例 (n， n+12， n+24)处被消去。
一般而言，IC或可被顺序地应用于每一接入终端106或可被应用于诸群 接入终端106。在图10中，IC是被应用于在相同帧偏移上发送子分组的诸群 接入终端106，但是在群内并不执行逐次干扰消去。例如，当用户1的分组(即， 接入终端l)在时间n解码出时，这帮助用户2和3的分组在时间n+12解码出，这进一步帮助用户l在时间n + 24解码出。当其他用户接下来的子分组到 达时，可在重新尝试对其进行解码先消去先前解码出的分组的所有子分组。
上面描述的蜂窝小区间干扰消去技术可在CDMA系统或OFDM系统中实 现。在CDMA系统中，扇区内诸接入终端106在基站104处产生干扰。在解 码出接收到的接入终端106的数据之后，可将接入终端106传送的话务数据的 干扰从基站接收到的采样中扣除。
在OFDM系统中，在扇区或蜂窝小区内，诸接入终端通常将被指派唯一 性的频率(即，频调)。但其他蜂窝小区中诸接入终端可能正在使用那些频率 中的一个或多个。因此，在OFDM系统中消去蜂窝小区间干扰是很有用的。 这可通过将用户的数据从一个BTS中继到另一 BTS来实现，在其中可对每一 频率频调执行信道估计继之以消去。
在具有功率控制的CDMA反向链路上，降低蜂窝小区间干扰允许用户对
于相同的数据率能在较低的功率下传送，这可增加所支持的用户的数目或提高 那些用户的数据率。
图31图解了配置成基站3100A内共享解码出的数据以实现反向链路干扰 消去的多个处理单元3102A - 3102C。每一基站3100可具有多根天线300A -300F。例如，对于三扇区的每一扇区可有两根天线300。
每一处理单元3102可包括软件、硬件、或软件与硬件的组合。例如，软 件处理单元3102可包括数字信号处理器(DSP)或执行存储在存储器内的指 令的微处理器。硬件处理单元3102的一个示例可包括专用集成电路(ASIC) 或门阵列，诸如现场可编程门阵列(FPGA)。处理单元3102可表示信道卡或 信道卡上的微芯片。举一例而言，第一处理单元3102A可被指派处理来自一组 100个接入终端的反向链路信号，而第二处理单元3102B可被指派处理来自另 一组100个接入终端的反向链路信号。
在一种配置中，共享解码出的数据以实现反向链路干扰消去的两个处理单 元3102使用相同的频率载波。共享解码出的数据以实现反向链路干扰消去的 两个处理单元3102可接收来自同一组一根或多根天线300或者两根或多根不 同天线300的信号。由此，共享解码出的数据以实现反向链路干扰消去的这两 个处理单元3102并不限于处理从同一扇区接收到的信号。
49本文中的概念可被应用于能被配置成共享解码出的数据并执行干扰消去 的任意两个实体、设备、站、处理单元、模块或终端。干扰消去可以是蜂窝小
区间的或蜂窝小区内的。例如， 一个基站3100A中的两个或多个处理单元 3102A-3102C可共享解码出的数据并执行反向链路干扰消去。又如， 一个基 站3100A中的一个或多个处理单元3102A - 3102C可与另一基站3100B中的一 个或多个处理单元3102D - 3102F共享解码出的数据以实现反向链路干扰消 去。
可使用蜂窝小区间数据指导式集成电路(IC)来移除重用干扰。给定了同 一股交织诸子分组之间的H-ARQ延迟，解码出的分组可向非解码软换手边(例 如，在其处没有解码出该分组的其他附近的基站)重新广播。如果这些其他基 站正在跟踪该用户的多径的到达时机，则来自解码基站的已解码出的分组广播 将在这些基站处被用于执行数据指导的信道估计以及导频和话务干扰的消去。 如果这些基站没有在跟踪该用户的多径到达时机，则可基于数据指导的时间跟 踪来估计多径到达时机，继之以数据指导的信道估计以及导频和话务干扰的消 去。
具有多个信号接收单元和一中央处理器的有干扰消去特征的系统
如图1中的一般化蜂窝架构包括连接到基站控制器(BSC) 102的多个基 收发机站(BTS) 104A—104B。来自接入终端106A — 106H的信号的解调和解 码是在每一BTS 104处独立地执行的。在反向链路软换手中，接入终端106D 的信号可在一个或多个BTS 104A-104B处解码，并且BSC 102实现选择分集。 本节在以下描述配置成针对一簇蜂窝小区执行解调、解码、以及反向链路干扰 消去的中央"超级BTS"处理器3204 (图32)。
图32图解了一种具有多个分布式的射频(RF)信号接收单元3200A -3200D、多条高速链路3202A-3202D以及一中央处理器3204的系统。
信号接收单元3200A- 3200D也可被称为天线、接收机、RF头、接入点 等。每一接收单元3200被配置成接收来自称为蜂窝小区的一特定地理区域内 的一个或多个接入终端106的信号。在图32中，每一蜂窝小区被示为一个圈。 一群或"一簇"蜂窝小区可选择性地定位或分布开以覆盖很大的地理区域。换言 之，接收单元3200A-3200D可彼此间隔开(空间分布)很大的距离，诸如数百米或数千米。两个或多个蜂窝小区可部分重叠。在一种配置中，每一接收单
元3200还可向诸接入终端传送信号。
每一接收单元3200可具有比标准基站少的组件。例如，每一接收单元3200 可包括一根或多根天线、放大器、滤波器和信号采样器。在一种配置中，每一 接收单元3200可具有三到六根天线，并且接收单元3200可从一根或多根天线 向中央处理器3204发送接收到的数据。每一蜂窝小区可被分成多个扇区，诸 如每蜂窝小区三个扇区，在其中每一扇区具有两根相应的天线。
中央处理器3204被配置成针对一簇蜂窝小区实现RL干扰消去。
图33图示了一种使用图32的系统的方法。在框3300中，多个信号接收 单元3200A、 3200B接收由诸接入终端106传送的信号。在框3302，每一信号 接收单元3200跨高速链路3202——诸如一条或多条光纤——向中央处理器 3204传送接收到的信号。
中央处理器3204可被称为"超级BTS"。在框3304中，中央处理器3204 将从诸信号接收单元3200接收到的所有信号的采样存储在单个缓冲或多个缓 冲(其可被称作子缓冲)中，在此每一子缓冲存储来自一特定信号接收单元3200
的信号。缓冲的示例在图3、 4、 8、 10、和28中示出并已在上面描述。
在框3306中，中央处理器3204解调(例如，用RAKE接收机)并解码 来自所存储的采样的数据，并执行干扰消去(重构数据、导频、或导频采样， 并将其从缓冲中存储的采样中扣除)。解调器和解码器的示例在图2-4和28
中示出并已在上面描述。
例如，如果接入终端106发送了足够强的多径信号，其在信号接收单元 3200A和3200B两者处被接收到，在尝试解码数据分组之前，这些多径可由中 央处理器3204加以组合。如果同一分组对于此接入终端106成功解码出，则 可将该分组从信号接收单元3200A和3200B两者接收到的采样(存储在中央 处理器3204处)中消去。
另外， 一个信号接收单元3200D可能没有从接入终端106接收到足够强 的导频信号(例如，收到信号功率低于一阈值)，并且中央处理器对此接入终 端106的分组解码并不依赖于信号接收单元3200D所接收到的采样。如果来自 此接入终端106的诸分组之一刚刚成功解码出，那么中央处理器3204仍可尝试对信号接收单元3200D接收到的采样执行针对此分组的信道估计和干扰消 去。此信道估计将基于解码出的数据信道信噪比，而其往往远高于导频信噪比。
基站控制器可与上百个基站通信。在一种配置中，中央处理器3204可与 较少数目个信号接收单元3200通信，诸如5个或7个，其可被称为"簇"。
上面描述的系统可使用导频干扰消去(PIC)、话务干扰消去(TIC)、 或开销干扰消去(OIC)、或是PIC、 TIC和OIC的任意组合。上面描述的系 统能以采用混合式ARQ的反向链路来实现。
在EV-DO修订版A交织(上面描述)之下，16时隙的分组将持续40时 隙。因此，如果设计者想要确保中央处理器3204能从所有受影响的时隙移除 一接入终端的分组，则中央处理器(超级BTS) 3204可有40时隙的缓冲 (FERAM)。
每当从一接入终端接收到新的子分组，中央处理器3204就可尝试使用所 有可用的(存储的)子分组来对该分组作解码。如果解码成功，则中央处理器 3204可通过重构并扣除所有组元子分组的贡献来从BTS簇内所有受影响的天 线采样消去该分组的贡献。
图34图解了控制处理器(超级BTS) 3204中的收到采样缓冲器3400的 一个示例。图34还图解了接收机3200A、 3200B和3200D接收到的每一接入 终端的采样/子分组的相对功率(纵向高度)的示例。接收机3200A和3200B 从接入终端106接收到有充足功率的子分组，但接收机3200D从接入终端106 接收到功率较低的子分组。如果中央处理器3204成功解码出来自接入终端106 的分组，则中央处理器3204可基于用接入终端106的数据码元执行的3200D 处的信道估计来移除该接入终端106对接收机3200D的贡献。基于从接收机 3200D移除接入终端106，接入终端B和接入终端D就将能够达成更高的数据 率，因为其话务信道将经历更少的干扰。
该系统可通过使用信号接收单元3200A - 3200D代替标准基站来精简每 一基站现场;的硬件和/或软件。
上面描述的系统可在CDMA系统或正交频分多址(OFDMA)系统中实现。 该系统可因干扰降低而允许一个或多个接入终端在较低的功率下发射。来自传 统CDMA系统的蜂窝小区内和蜂窝小区间干扰两者皆可被移除。在OFDM反向链路系统中，在用户已被解码出之后，蜂窝小区间干扰的影响可被移除，因 为其对每一接收机天线的每一导频频调的影响可被估计并扣除。在具有分散式
BTS解调和解码的系统中处于软换手中的用户将能够作更软的换手，在其中来 自所有接收机天线(即，那些通常将对应于不同基站的天线)的解调可在解码 之前发生。具有中央处理器3204的总体系统由此将具有更高的反向链路容量。 一种具有针对一簇蜂窝小区的中央处理器3204的系统还可减少所需的前 向链路(FL)媒体访问控制(MAC)信道(即，用于功率控制和ACK)的数 目。
此外，中央处理器3204可减少或消除在频分双工(FDD)系统中当一接 入终端对于一个BTS有良好的前向链路和不良的反向链路而对于另一 BTS正 相反时可能产生的前向链路与反向链路之间的失衡。在这种情况下，关于前向 链路的反向链路反馈信道传送信息不能被具有良好前向链路的BTS成功接收 到。
本领域技术人员将可理解，信息和信号可使用各种不同技术和技艺中的任 何一种来表示。例如，贯穿上面说明始终可能被述及的数据、指令、命令、信 息、信号、比特、码元、和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光 场或光粒子、或其任意组合来表示。
本领域技术人员将可进一步领会，结合本文中公开的实施例描述的各种说 明性逻辑框、模块、电路、和算法步骤可被实现为电子硬件、计算机软件、或 其组合。为清楚地说明硬件与软件的这一可互换性，各种说明性组件、框、模 块、电路、和步骤在上面是以其功能集的形式作一般化描述的。此类功能集是 被实现为硬件还是软件取决于具体应用和强加于整体系统的设计约束。技术人 员可针对每种特定应用以不同方式来实现所描述的功能集，但此类设计决策不 应被解释为致使脱离本发明的范围。
结合本文中公开的实施例描述的各种说明性逻辑框、模块、和电路可用通 用处理器、DSP、 ASIC、 FPGA、或其他可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻 辑、分立硬件组件、或其设计成执行本文中描述的功能的任意组合来实现或执 行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，处理器可以是任何常规处 理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或多个 微处理器、或任何其他此类配置。
结合本文中公开的实施例描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中、在由 处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中具体实现。软件模块可驻留在 RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存 器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或任何其他形式的存储介质中。存储介质被 耦合到处理器,从而使该处理器可从/向该存储介质读和写信息。在替换方案中， 存储介质可被整合到处理器。处理器和存储介质可驻留在ASIC中。ASIC可 驻留在用户终端中。在替换方案中，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在 用户终端中。
本文中包括小标题以便于参考并协助定位某些章节。这些小标题并非旨在 限定文中在其下描述的概念的范围，并且这些概念在贯穿整篇说明书始终的其 他章节中也可具有适用性。
提供上面对所公开的实施例的描述是为使本领域任何技术人员皆能制作 或使用本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见 的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他实施例而不会脱离本发明的精 神或范围。由此，本发明并非旨在被限定于本文中示出的实施例，而是应被授 予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最宽泛的范围。
5权利要求
1.一种减小干扰的方法，所述方法包括解调并解码从至少一个接入终端发送并被第一基站接收到的至少一个信号；将所述信号的经解调、解码的信息发送给第二基站；在所述第二基站处重构所述信号；以及从所述第二基站处的缓冲中扣除所述重构出的信号。
2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括在所述第二基站 处接收所述来自接入终端的信号的至少一部分。
3. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二基站是在所述接入 终端的通信射程内。
4. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号包括导频、开销信 道、和话务信道中的至少一者。
5. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述经解调、解码的信息包 括经解码的数据比特、经重编码的数据比特、经调制的码元、以及经调制/交织 的码元中的至少一者。
6. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括在所述第二基站 处使用所述经解调、解码的信息来估计信道参数。
7. 如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述信道参数包括多径延迟 和信道系数中的至少一者。
8. 如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述信道参数包括正交频分 复用(OFDM)频调的振幅和相位中的至少一者。
9. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述在第二基站处重构信号 包括编码、调制、和滤波。
10. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述在第二基站处重构信号 包括编码、调制、和傅立叶变换。
11. 如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述将来自信号的经解调信 息发送给第二基站使用的是所述第一与第二基站之间的直接链路。
12. 如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述将来自信号的经解调信 息发送给第二基站使用的是与所述第一和第二基站通信的基站控制器。
13. 如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述信号包括由对应于一分 组的时间上分隔开的子分组构成的交织。
14. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，进一步包括 尝试解码对应于一个或多个子分组的所述分组；对成功解码出的分组发送确认信号；以及 对未成功解码出的分组发送否定确认信号。
15. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述将信号的经解调、解 码的信息发送给第二基站是在接收同一股交织中的两个子分组之间发生的。
16. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述解调并解码信号包括 解调所述各子分组并尝试从发送自多个接入终端并被所述第一基站在同一时 间帧里接收到的各子分组来解码各分组。
17. 如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述信号是码分多址信号。
18. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号是正交频分复用信号。
19. 一种基站，包括接收机，其被配置成解调并解码发送自至少一个接入终端的至少一个信 号；以及发射机，其被配置成将所述信号的经解调、解码的信息直接发送给第二基站。
20. —种系统，包括 第一基站，包括接收机，其被配置成解调并解码发送自至少一个接入终端的至少一个信 号；以及发射机，其被配置成将所述信号的经解调、解码的信息发送给第二基站；并且所述第二基站，包括信号重构单元，其被配置成在所述第二基站处重构所述信号；以及减法器，其被配置成从所述第二基站处的缓冲中扣除所述重构出的信号。
21. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述第二基站进一步包括 用于接收所述来自接入终端的信号的至少一部分的接收机。
22. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述第二基站是在所述接 入终端的通信射程内。
23. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述信号包括导频、开销 信道、和话务信道中的至少一者。
24. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述经解调、解码的信息 包括经解码的数据比特、经重编码的数据比特、经调制的码元、以及经调制/ 交织的码元中的至少一者。
25. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述第二基站被配置成使 用所述经解调、解码的信息来估计信道参数。
26. 如权利要求25所述的系统，其特征在于，所述信道参数包括多径延 迟和信道系数中的至少一者。
27. 权利要求25所述的系统，其特征在于，所述信道参数包括正交频分 复用(OFDM)频调的振幅和相位中的至少一者。
28. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述在第二基站处重构信 号包括编码、调制、和滤波。
29. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述在第二基站处重构信 号包括编码、调制、和傅立叶变换。
30. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述将来自信号的经解调 信息发送给第二基站使用的是所述第一与第二基站之间的直接链路。
31. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述将来自信号的经解调 信息发送给第二基站使用的是与所述第一和第二基站通信的基站控制器。
32. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述信号包括由对应于一 分组的时间上分隔开的子分组构成的交织。
33. 如权利要求32所述的系统，其特征在于，所述第一基站被配置成-尝试解码对应于一个或多个子分组的所述分组； 对成功解码出的分组发送确认信号；以及对未成功解码出的分组发送否定确认信号。
34. 如权利要求32所述的系统，其特征在于，所述发射机被配置成在接 收同一股交织中的两个子分组之间将所述信号的经解调、解码的信息发送给所 述第二基站。
35. 如权利要求32所述的系统，其特征在于，所述接收机被配置成解调 所述子分组并尝试从发送自多个接入终端并被所述第一基站在同一时间帧里 接收到的各子分组来解码各分组。
36. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述信号是码分多址信号。
37. 如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述信号是正交频分复用 信号。
38. —种减小干扰的方法，所述方法包括 在基站的第一处理单元处解调并解码发送自一接入终端的信号； 将所述信号的经解调、解码的信息发送给所述基站的第二处理单元； 在所述第二处理单元处重构所述信号；以及 从所述第二处理单元的缓冲中扣除所述重构出的信号。
39. —种基站，包括 第一处理单元，其被配置成解调并解码发送自一接入终端的信号；以及 第二处理单元，其被配置成从所述第一处理单元接收所述信号的经解调、解码的信息； 在所述第二处理单元处重构所述信号；以及从所述第二处理单元的缓冲中扣除所述重构出的信号。
40. 如权利要求39所述的基站，其特征在于，所述各处理单元包括信道卡。
41. 一种系统，包括多个静止单元，其被配置成接收来自至少一个接入终端的信号并将所述信 号传送给中央处理器；以及所述中央处理器，包括配置成存储来自所述多个单元的信号的采样的缓 冲，所述中央处理器被配置成解调并解码来自所述缓冲的采样、重构所述经解调、解码的采样、并从存储在所述缓冲中的采样扣除所述重构出的采样。
42. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述各静止单元在空间上 分布在一地理区域上从而使得每一单元接收到来自 一基本上与其他单元的其 他蜂窝小区不同的蜂窝小区的信号。
43. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，由所述各单元向所述中央 处理器传送的信号是经调制、编码的信号。
44. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，进一步包括耦合到所述多 个单元以及所述中央处理器的一条或多条光纤。
45. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，每一单元包括天线、放大 器、滤波器、和采样器。
46. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述缓冲包括多个子缓冲， 每一子缓冲被配置成存储来自一特定单元的信号的采样。
47. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述中央处理器被配置成 将来自两个或多个单元的多径信号相组合。
48. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述中央处理器被配置成 从没有自所述接入终端接收到高于功率阈值的信号的单元所接收到的采样扣 除所述重构出的釆样。
49. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述中央处理器被配置成 针对没有自所述接入终端接收到高于功率阈值的信号的单元执行信道估计。
50. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述信号包括导频、开销 信道、和话务信道中的至少一者。
51. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述在中央处理器处重构 信号包括编码、调制、和滤波。
52. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述在中央处理器处重构 信号包括编码、调制、和傅立叶变换。
53. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述信号包括由对应于一 分组的时间上分隔开的子分组构成的交织。
54. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述中央处理器被配置成 尝试解码对应于一个或多个子分组的所述分组；对成功解码出的分组发送确认信号；以及 对未成功解码出的分组发送否定确认信号。
55. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述解调并解码采样包括 解调所述子分组并尝试从发送自所述至少一个接入终端的子分组来解码各分 组。
56. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述信号是码分多址信号。
57. 如权利要求41所述的系统，其特征在于，所述信号是正交频分复用 信号。
58. —种减小干扰的方法，所述方法包括在多个静止接收单元处接收由至少一个接入终端所传送的信号并将所接 收到的信号传递给中央处理器；在所述中央处理器处存储所接收到的信号的采样； 在所述中央处理器处解调并解码所述采样； 在所述中央处理器处重构所述经解调、解码的采样；以及 在所述中央处理器处从所存储的采样中扣除所重构出的采样。
59. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，由所述各单元向所述中央 处理器传递的信号是经调制、编码的信号。
60. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，进一步包括将来自两个或 多个单元的多径信号相组合。
61. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，进一步包括从没有自所述 接入终端接收到高于功率阈值的信号的单元所接收到的采样扣除所述重构出 的采样。
62. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，进一步包括针对没有自所 述接入终端接收到高于功率阈值的信号的单元执行信道估计。
63. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，所述信号包括导频、开销 信道、和话务信道中的至少一者。
64. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，所述在中央处理器处重构 信号包括编码、调制、和滤波。
65. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，所述在中央处理器处重构信号包括编码、调制、和傅立叶变换。
66. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，所述信号包括由对应于一 分组的时间上分隔开的子分组构成的交织。
67. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，进一步包括 在所述中央处理器处尝试解码对应于一个或多个子分组的所述分组； 对成功解码出的分组发送确认信号；以及 对未成功解码出的分组发送否定确认信号。
68. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，所述解调并解码采样包括 解调所述子分组并尝试从发送自所述至少一个接入终端的子分组来解码各分 组。
69. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，所述信号是码分多址信号。
70. 如权利要求58所述的方法，其特征在于，所述信号是正交频分复用 信号。
全文摘要
一种反向链路干扰消去用方法和系统。一种方法包括解调并解码从至少一个接入终端发送并被第一基站接收到的至少一个信号，将该信号的经解调、解码的信息发送给第二基站，在该第二基站处重构该信号，并从该第二基站处的缓冲扣除此重构出的信号。
文档编号H04W52/12GK101292561SQ200680039186
公开日2008年10月22日 申请日期2006年8月22日 优先权日2005年8月22日
发明者J·E·斯密, J·侯, K·D·艾斯顿, P·J·布莱克, R·帕多瓦尼 申请人:高通股份有限公司