反向链路干扰消去的制作方法

专利名称：反向链路干扰消去的制作方法
反向链路干扰消去本申请是申请日为2006年8月52日申请号为第200680039186. 5号发明名称为 “反向链路干扰消去”的中国专利申请的分案申请。在35U. S. C. § 119下的优先权要求本申请要求四个共同受让的美国临时申请的优先权一一2005年8月22日提交的题为 “A METHOD TO REMOVE REVERSE LINK INTER-CELL INTERFERENCE (除去反向链路蜂窝小区间干扰的方法)”的美国临时申请No. 60/710,405 ;2005年8月22日提交的题为 "A METHOD OF INTERFERENCE CANCELLATI0N(干扰消去方法)”的 No. 60/710，370 ;2005 年 8 月 31 日提交的题为"REVERSE LINK INTER-CELL INTERFERENCE CANCELLATION(反向链路蜂窝小区间干扰消去)，，的No. 60/713，549 ；以及2005年8月31日提交的题为‘‘SYSTEM WITH MULTIPLE SIGNAL RECEIVING UNITS AND A CENTRAL PROCESSOR WITH INTERFERENCE CANCELLATION(具有干扰消去特征的有多个信号接收单元和一中央处理器的系统)，，的 No. 60/713，517，上述这些申请被整体援引纳入于本文中。领域本发明一般涉及无线通信系统，尤其涉及无线通信系统中的干扰消去。背景通信系统可提供诸基站与诸终端之间的通信。前向链路或即下行链路是指从基站到接入终端的传输。反向链路或即上行链路是指从接入终端到基站的传输。每一接入终端在给定时刻取决于其是否活跃以及是否处于软换手中，可于前向和反向链路上与一个或多个基站通信。附图简要说明从以下随附图阐述的具体说明，本申请的特征、本质、以及优势将可更加明确。相同的附图标号和标记可标示相同或相似的对象。

图1图解了一种具有数个基站和数个接入终端的无线通信系统。图2图解了可在图1的接入终端处实现的发射机结构和/或过程的一个示例。图3图解了可在图1的基站处实现的接收机过程和/或结构的一个示例。图4图解了基站接收机过程或结构的另一个实施例。图5图解了在图1的系统中三个用户的功率分配的一个一般化的示例。图6图解了为具有相等发射功率的用户实现帧异步话务干扰消去而作的均勻时间偏移分布的一个示例。图7图解了反向链路数据分组使用的交织结构以及前向链路自动重复请求信道。图8图解了横跨一完整的16时隙分组的存储器。图9A图解了一种话务干扰消去方法，举一例而言是具有无延迟解码特征的顺序干扰消去(SIC)方法。图9B图解了一种执行图9A的方法的装置。图10图解了在对已解码的子分组作干扰消去的情况下一股交织中相继的子分组到达之后的接收机采样缓冲。
图11图解了一种开销信道结构。图12A图解了一种首先执行导频IC(PIC)然后一并执行开销IC(OIC)和话务 IC(TIC)的方法。图12B图解了一种执行图12A的方法的装置。图13A图解了图12A中的方法的一种变体。图13B图解了一种执行图13A的方法的装置。图14A图解了一种执行联合式PIC、OIC和TIC的方法。图14B图解了一种执行图14A的方法的装置。图15A图解了图14A中的方法的一种变体。图15B图解了一种执行图15A的方法的装置。图16图解了一种传输系统模型。图17图解了组合式传送和接收滤波的示例响应。图18A和18B图解了基于三个RAKE耙指中的每一个处估计的多径信道的一个信道估计(实和虚分量)的示例。图19A-19B图解了基于RAKE耙指和用数据码片所作的解扩的各改善的信道估计的示例。图20A图解了一种用于在RAKE耙指延迟处以重新生成的数据码片来解扩的方法。图20B图解了一种执行图20A的方法的装置。图21A和21B图解了使用在码片X 2解析度下均勻间隔开的采样来估计复合信道的一个示例。图22A图解了一种使用重新生成的数据码片在均勻的解析度下估计复合信道的方法。图22B图解了一种执行图22A的方法的装置。图23图解了一种在固定开销子信道增益下的闭环功率控制及增益控制。图M图解了图23的一种变体。图25图解了在固定开销子信道增益下的功率控制的一个示例。图沈除了具有开销增益控制以外其他与图M相似。图27图解了具有唯DRC开销增益控制的图沈的一种变体。图观图解了 rake接收机内的采样缓冲器和耙指处理器。图四图解了配置成共享已解码数据以进行反向链路蜂窝小区间干扰消去的多个基站。图30图解了一种使多个基站共享已解码数据以进行反向链路蜂窝小区间干扰消去的方法。图31图解了基站内配置成共享已解码数据以进行反向链路干扰消去的多个处理单元。图32图解了一种具有多个信号接收单元和一中央处理器的配置成执行干扰消去的系统。图33图解了一种使用图32的系统的方法。图34图解了图32的控制处理器中的收到采样缓冲的一个示例。
具体说明本文中描述的任何实施例并非必然优于或胜过其他实施例。尽管附图中给出了本公开的各个方面，但是这些附图并非必然是按比例绘制或者绘制成包括一切的。图1图解了无线通信系统100，其包括系统控制器102、基站104A-104B、以及多个接入终端106A-106H。系统100可具有任意数目个控制器102、基站104、以及接入终端106。 下面描述的本公开的各个方面和实施例可在系统100中实现。接入终端106可以是移动的或静止的，并且可散布在图1的通信系统100中各处。 接入终端106可被连接到或实现在诸如膝上型个人计算机等的计算设备中。替换地，接入终端可以是诸如个人数字助理(PDA)等的自含式数据设备。接入终端106可指各种类型的设备，诸如有线电话、无线电话、蜂窝电话、膝上型计算机、无线通信个人计算机(PC)卡、 PDA、外置或内置调制解调器等等。接入终端可以是藉由通过无线信道或通过有线信道—— 例如使用光纤或同轴电缆——通信来给用户提供数据连通性的任意设备。接入终端可以有各种名称，诸如移动站、接入单元、订户单元、移动设备、移动终端、移动单元、移动电话、移动台、远程站、远程终端、远程单元、用户设备、用户装备、手持式设备等等。系统100为数个蜂窝小区提供通信，其中每一蜂窝小区由一个或多个基站104服务。基站104也可称为基站收发机系统(BTS)、接入点、接入网络的一部分、调制解调器群收发机(MPT)、或B节点。接入网络是指提供分组交换数据网络(例如，因特网)与诸接入终端106之间的数据连通性的网络装备。前向链路或即下行链路是指从基站104到接入终端106的传输。反向链路(RL) 或即上行链路是指从接入终端106到基站104的传输。基站104可使用从一组不同的数据率中选择的一个数据率来向接入终端106传送数据。接入终端106可测量基站104所发送的导频信号的信噪干扰比(SINR)并确定基站 104向该接入终端106传送数据的理想数据率。接入终端106可向基站104发送数据请求信道或数据率控制(DRC)消息以向基站104通知此理想的数据率。系统控制器102 (也称为基站控制器(BSC))可提供对诸基站104的协调和控制， 并可进一步对将呼叫经由基站104路由到诸接入终端106进行控制。系统控制器102可进一步经由移动交换中心(MSC)被耦合到公共交换电话网(PSTN)以及经由分组数据服务节点(PDSN)耦合到分组数据网络。通信系统100可使用一种或多种通信技术，诸如码分多址(CDMA)、IS-95、也称高数据率(HDR)的如在“Cdma2000高速率分组数据空中接口规范”TIA/EIA/IS-856中载明的高速率分组数据(HRPD)、CDMA Ix演进数据优化(EV-DO)、IxEV-DO,宽带CDMA (WCDMA)、全球移动电信系统(UMTS)、时分同步CDMA(TD-SCDMA)、正交频分复用(OFDM)等。下面描述的示例提供详情以便清楚理解。本文中给出的理念也可应用于其他系统，并且本发明的示例并非意味着限定本申请。图2图解了可在图1的接入终端106处实现的发射机结构和/或过程的一个示例。 图2中所示的功能和组件可由软件、硬件、或软件与硬件的组合来实现。可向图2添加其他功能以作为图2中所示的功能的补充或替代。数据源200向编码器202提供数据，后者使用一种或多种编码方案来编码数据比特以提供经编码的数据码片。每一种编码方案可包括一种或多种类型的编码，诸如循环冗余校验(CRC)、卷积编码、Turbo编码、块编码、其他类型的编码、或完全无编码。其他编码方案可包括自动重复请求(ARQ)、混合式ARQ(H-ARQ)、以及增量冗余重复技术。不同类型的数据可用不同的编码方案来编码。交织器204交织已编码的数据比特以对抗衰落。调制器206调制已编码、交织的数据以生成经调制的数据。调制技术的示例包括二进制相移键控(BPSK)和正交相移键控(QPSK)。调制器206还可重复已调制数据序列，或者码元穿孔单元可穿孔码元中的数个比特。调制器206还可用Walsh覆盖(S卩，Walsh码) 扩展已调制数据以形成数据码片。调制器206还可将数据码片同导频码片和MAC码片时分复用以形成码片流。调制器206还可使用伪随机噪声(PN)扩展器以一个或多个PN码(例如，短码、长码)来扩展此码片流。基带-射频(RF)转换单元208可将基带信号转换成RF信号供经由天线210在无线通信链路上向一个或多个基站104传送。图3图解了可在图1的基站104处实现的接收机过程和/或结构的一个示例。图 3中所示的功能和组件可由软件、硬件、或软件与硬件的组合来实现。可向图3添加其他功能以作为图3中所示的功能的补充或替代。一个或多个天线300接收来自一个或多个接入终端106的反向链路已调制信号。 多个天线可提供对抗诸如衰落等的有害路径效应的空间分集。每一接收到的信号被提供给相应各接收机或即RF-基带转换单元302，后者调理(例如，滤波、放大、下变频)并数字化接收到的信号以生成该收到信号的数据采样。解调器304可解调这些接收到的信号以提供恢复出的码元。对于cdma2000，解调通过(1)信道化经解扩的采样以将接收到的数据和导频离析或信道化到其各自的码信道上，以及( 用恢复出的导频来相干解码经信道化的数据以提供已解调数据。解调器304 可包括用于存储关于所有用户/接入终端的收到信号的采样的收到采样缓冲312(也称联合前端RAM(FERAM)或采样RAM)、用于解扩和处理多个信号实例的rake接收机314、以及已解调码元缓冲316 (也称后端RAM(BERAM)或已解调码元RAM)。可以有多个已解调码元缓冲 316以对应于这多个用户/接入终端。解交织器306解交织来自解调器304的数据。解码器308可解码此已解调数据以恢复出由接入终端106传送的已解码的数据比特。已解码的数据可提供给数据阱310。图4图解了基站接收机过程或结构的另一个实施例。在图4中，成功解码出的用户的数据比特被输入到干扰重构单元400，此单元400包括编码器402、交织器404、调制器 406、和滤波器408。编码器402、交织器404、以及调制器406可以与图2的编码器202、交织器204、以及调制器206相似。滤波器408在FERAM解析度下形成已解码出的用户的采样——例如从码片率变为2X码片率。已解码出的用户对FERAM的贡献随即从FERAM 312 中移除或消去。尽管下面描述了基站104处的干扰消去，但是本文中的概念也可被应用于接入终端106或是通信系统中的任何其他组元。话务干扰消去CDMA反向链路的容量可能受到诸用户之间的干扰的限制，因为不同用户所传送的信号在BTS 104处不是正交的。因此，降低诸用户之间的干扰的技术将会提高CDMA反向链路的系统性能。在此描述了用于高效率地实现针对诸如cdma2000 IxEV-DO修订版A等的高级CDMA系统的干扰消去的技术。每一 DO修订版A的用户传送话务、导频、以及开销信号，所有这些将会对其他用户造成干扰。如图4中所示，在BTS 104处可重构信号并将其从前端RAM 312中扣除。所传送的导频信号在BTS 104处是已知的并且可基于关于此信道的知识来重构。然而，在BTS 104处开销信号(诸如反向速率指标(RRI)、数据请求信道或数据率控制(DRC)、数据源信道(DSC)、确认(ACK))首先被解调并检测，并且所传送的数据信号被解调、解交织、以及解码以确定所传送的开销和话务码片。基于确定关于一给定信号的传送的码片，重构单元400 随后可基于信道知识来重构对FERAM 312的贡献。来自数据源200的数据分组中的比特可由编码器202、交织器204、和/或调制器 206重复并处理成多个相应的“子分组”供向基站104传送。如果基站104接收到高信噪比的信号，则第一子分组可能已包含足以供基站104解码并推导出原始数据分组的信息。例如，来自数据源200的数据分组可被重复并处理成4个子分组。用户终端106向基站104 发送第一子分组。基站104从此第一个接收到的子分组正确解码并推导出原始数据分组的可能性相对较低。但是随着基站104接收到第二、第三、和第四子分组并组合从每一接收到的子分组推导出的信息，解码并推导出原始数据分组的可能性就提高了。一旦基站104正确解码出原始分组(例如，使用循环冗余校验(CRC)或其他检错技术)，基站104就向用户终端106发送一确认信号以停止发送子分组。用户终端106随即可发送一新分组的第一子分组。DO修订版A的反向链路采用H-ARQ (图7)，在其中每一 16时隙分组被断为4个子分组并且以同一股交织的诸子分组之间有8个时隙的交织式结构来传送。此外，不同的用户/接入终端106可在不同的时隙边界上开始其传送，因此不同用户的4时隙子分组异步地到达BTS处。异步性的效果以及针对H-ARQ和CDMA的干扰消去接收机的高效率设计在下面描述。来自干扰消去的增益取决于从FERAM 312中移除诸信号的次序。本文中公开了基于话务-导频(T2P)比、有效SINR、或解码概率来解码(并且在CRC通过的情况下扣除)用户的技术。本文中公开了用于在已从FERAM 312中移除了一些用户之后重新尝试其他用户的解调和解码的各种途径。来自BTS FERAM 312的干扰消去可被高效率地实现以计及诸如 EV-DO修订版A等的在其中用户使用混合式ARQ来传送导频信号、控制信号、和话务信号的异步CDMA系统。本公开还可应用于EV-DV发行版D、ff-CDMA EUL、以及cdma2000。话务干扰消去(TIC)可被定义为在一用户已被正确解码出(图4)之后移除该用户的数据对FERAM 312的贡献的减性干扰消去。与诸如cdma2000、EV-DO、EV-DV、和WCDMA 等的实际CDMA系统上的TIC相关联的实际问题中的一些在本文中得到针对性解决。这些问题中有许多是因实际系统具有用户异步性和混合式ARQ这一事实造成的。例如，cdma2000 有意地在时间上均勻地扩展用户数据帧以防回程网络中有过度的延迟。EV-DO的修订版A、 EV-DV的发行版D、以及WCDMA的EUL也使用会引入一种以上可能的数据长度的混合式ARQ。多用户检测是TIC归入的主要算法范畴，并且其指尝试通过允许对两个不同用户的检测交互来提高性能的任何算法。TIC方法可涉及逐次干扰消去(也称顺序干扰消去或 SIC)和并行干扰消去的混合。“逐次干扰消去”是指顺序地解码诸用户并利用先前解码出的用户的数据来提高性能的任何算法。“并行干扰消去”是泛指同时解码诸用户并同时扣除所有解码出的用户。TIC可以与导频干扰消去(PIC)不同。TIC和PIC之间的一个差别在于所传送的导频信号是接收机事先已全然知晓的。因此，PIC仅使用信道估计就可扣除导频对接收到的信号的贡献。第二个主要的差别在于发射机与接收机通过H-ARQ机制在话务信道上密切地交互。接收机在有用户被成功解码出之前是不知道所传送的数据序列的。类似地，在一种称为开销干扰消去(OIC)的技术中从前端RAM中移除开销信道是合乎需要的。在BTS 104知道所传送的开销数据之前开销信道是无法被移除的，而所传送的开销数据是通过解码然后重新形成开销消息来确定的。逐次干扰消去定义了一类方法。互信息的链式法则显示，在理想条件下，逐次干扰消去可达到多址信道的最大容量。其主要条件是所有用户皆为帧同步的并且每一用户的信道可仅有可忽略的误差地被估计。图5图解了三个用户(用户1、用户2、用户3)的功率分布的一个一般化实例，在其中诸用户同步地传送帧(来自所有用户的帧被同时接收)，并且每一用户在相同数据率下作传送。每一用户被指令使用特定的发射功率，例如，用户3在大体上等于噪声的功率下发射；用户2在大体上等于用户3的功率加噪声的功率下发射；并且用户1在大体上等于用户2加用户3加噪声的功率下发射。接收机按发射功率的降序来处理信号。从k = 1 (具有最高功率的用户1)开始， 接收机尝试为用户1作解码。如果解码成功，则基于用户1的信道估计来形成并扣除其对接收到的信号的贡献。这可被称为帧同步顺序干扰消去。接收机继续进行处理直至已为所有用户尝试作解码。每一用户在先前解码出的诸用户的逐次干扰消去的干扰消去之后具有相同的SINRo不巧的是，此途径可能对解码差错非常敏感。如果单个大功率用户——诸如用户 1——没有正确解码，那么所有后继用户的信噪干扰比(SINR)可能会严重地降级。这可能会阻碍此点之后的所有用户的解码。此途径的另一个缺点在于其要求诸用户在接收机处有特定的相对功率，而这在衰落信道中是难以确保的。帧异步性和干扰消去，例如cdma2000假设有意地使用户帧偏移相互交错。这种帧异步操作整体上对系统有数个裨益。 例如，接收机处的处理功率和网络带宽由此在时间上将有更均勻的使用分布。与之相对，诸用户间的帧同步性在每一帧边界的末尾处要求一阵处理功率和网络资源的猝发，因为所有用户将同时结束分组。在帧异步性下，BTS 104能首先解码最早到达的用户而不是具有最大功率的用户。图6示出了为具有相等发射功率的用户实现帧异步TIC而作的均勻时间偏移分布的一个示例。图6描绘了就在用户1的帧1要被解码之前一瞬的快照。由于帧0已被解码出并为所有用户作了消去，因此其对干扰的贡献以阴影线示出(用户2和3)。一般而言，此途径使干扰降低了一半。一半的干扰在解码用户1的帧1之前已由TIC移除。在另一个实施例中，图6中的用户可指用户群，例如用户群1、用户群2、用户群3。异步性和干扰消去的一个裨益是诸用户之间在功率电平和差错统计量意义上相对的对称性——若其想要相似的数据率。在一般的相等用户数据率下的顺序干扰消去中，
10最后一个用户是以非常低的功率被接收到并且也十分依赖于所有在前用户的成功解码。异步件、混合ARQ及交织,例如EV-DO修订版A图7图解了 RL数据分组使用的交织结构(例如，在IxEV-DO修订版A中)以及FL ARQ信道。每一股交织(交织1、交织2、交织幻包括一组时间上交错的片段。在此例中，每一片段为4时隙长。在每一片段期间，一用户终端可向基站传送一子分组。有三股交织，并且每一片段为4时隙长。由此，在给定的一股交织中一子分组的末尾与同一股交织的下一子分组的起始之间有8个时隙。这给予接收机足够的时间来解码此子分组并向发射机中继一 ACK或否定确认(NAK)。混合式ARQ利用了衰落信道的时变本质。如果信道状况对于头1、2、或3个子分组是良好的，那么仅使用那些子分组即可解码出该数据帧，并且接收机向发射机发送一 ACK。 此ACK指令发射机不要发送其余的子分组，而是在合需的情况下开始一新的分组。实现干扰消去的接收机架构在TIC下，已解码出的用户的数据被重构并扣除(图4)从而BTS 104可移除已解码出的用户的数据对其他用户造成的干扰。TIC接收机装备有两个循环存储器FERAM 312 和 BERAM 316。FERAM 312存储接收到的采样(例如，在2X码片率下)并且为所有用户所公用。 非Tic接收机将仅使用有约1-2个时隙的FERAM(来容许解调过程中的延迟)，因为不发生话务或开销干扰的扣除。在针对具有H-ARQ的系统的TIC接收机中，FERAM可横跨许多个时隙——例如40个时隙，并且由TIC通过扣除已解码出的用户的干扰来更新。在另一个配置中，FERAM 312可具有横跨未臻完整分组的长度，诸如横跨从一分组中一子分组的起始到该分组一后续子分组的末尾的时期的长度。BERAM 316存储如由解调器的rake接收机314生成的收到比特的经解调码元。每一用户可具有一不同的BERAM，因为经解调码元是通过以用户特异性PN序列作解扩并跨诸 RAKE耙指组合来获得的。TIC和非TIC接收机两者皆可使用BERAM 316。TIC中的BERAM 316用于在FERAM 312并不横跨所有子分组的情况下存储不再存储在FERAM 312中的先前子分组的已解调码元。BERAM 316或可在每当发生解码尝试时或可在每当有时隙自FERAM 312退出时被更新。用于选取FERAM长度的方法BERAM 316和FERAM 312的大小可根据要求的处理能力、从存储器到处理器的传递带宽、系统的延迟和性能之间的各种权衡来选取。一般而言，使用较短的FERAM 312,TIC 的裨益将受到限制，因为最老的子分组将不会被更新。另一方面，较短的FERAM 312使得解调、扣除的次数减少并且传递带宽减小。在修订版A的交织下，16时隙的分组G个子分组，每一子分组在4个时隙里传送) 将横跨40个时隙。因此，可使用40时隙的FERAM来确保能将一用户从所有受影响的时隙中移除。图8图解了横跨EV-DO修订版A所用的一完整的16时隙分组的40时隙FERAM 312。每当接收到新的子分组时，就使用存储在FERAM 312中的所有可用子分组来对该分组作解码尝试。如果解码成功了，那么就通过重构并扣除所有组元子分组(1、2、3、或4)的贡献来从FERAM 312中消去该分组的贡献。对于DO修订版A而言，4、16J8、或40时隙的FERAM长度将分别横跨1、2、3、或4个子分组。在接收机处实现的FERAM的长度可取决于复杂度考虑、支持各种不同用户到达时间的需要、以及对在先前诸帧偏移上的用户重做解调和解码的能力。图9A图解了一种一般化的TIC方法，举一例而言是具有无延迟解码特征的顺序干扰消去(SIC)方法。其他增强将在下面描述。此过程始于开始框900并前行至选取延迟框 902。在SIC中，选取延迟框902可被省略。在框903中，BTS 104在那些于当前时隙里终止一子分组的用户当中选取一个用户(或一群用户)。在框904中，解调器304根据所选取的用户的扩展和加扰序列、以及其星座大小来解调该用户的存储在FERAM 312中的一些或所有时间片段里的子分组的采样。在框906中， 解码器308使用存储在BERAM 316中的先前已解调的码元以及经解调的FERAM采样来尝试解码此用户分组。在框910中，解码器308或另一单元可确定该用户的分组是否已被成功解码出，即是否通过了差错校验，诸如使用循环冗余码(CRC)的差错校验。如果该用户分组解码失败，则在框918中向接入终端106发回一 NAK。如果该用户分组被正确解码出，则在框908向接入终端106发送一 ACK并在框912-914中执行干扰消去(IC)。框912根据已解码的信号、信道冲激响应、以及传送/接收滤波器来重新生成用户信号。框914从FERAM 312扣除该用户的贡献，由此减少其对尚未被解码的用户的干扰。无论解码失败还是成功，在框916中接收机均移至下一要被解码的用户。当已对所有用户执行了解码尝试时，将一新时隙插入到FERAM 312中并且对下一时隙重复整个过程。采样可被实时地写到FERAM 312中，即2X码片率的采样可在每1/2码片里被写入。图9B图解了一种包括装置930-946以执行图9A的方法的装置。图9B中的装置 930-946可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。用于选取解码次序的方法框903指示TIC或可被顺序地应用于每一用户或可被并行地应用于用户群。随着群增大，实现复杂度可能降低，但是TIC的裨益也可能会降低，除非如下面描述地重复TIC。用户据此被编组和/或排序的准则可根据信道变动率、话务的类型以及可用处理能力而变化。良好的解码次序可包括首先解码对于移除而言最有用的以及最可能被解码的那些用户。用于从TIC达成最大增益的准则可包括A.载荷大小和T2P:BTS 104可根据载荷大小来编组或排序用户，并按从具有最高发射功率即最高T2P的用户起到具有最低T2P的用户的次序来解码。解码并从FERAM 312 中移除高T2P用户具有最大的裨益，因为它们对其他用户造成了最大部分的干扰。B. SINR =BTS 104可先解码具有较高SINR的用户再解码具有较低SINR的用户，因为具有较高SINR的用户被解码出的可能性较高。也可将具有相似SINR的用户编组在一起。 在衰落信道的情形中，SINR贯穿分组始终是时变的，因此可计算等效SINR以确定恰适的排序。C.时间BTS 104可先解码“较老的”分组(S卩，在BTS 104处已接收到其较多的子分组的那些分组)再解码“较新的”分组。此选择反映出对于给定T2P比和ARQ终止目的而言，每递增一子分组解码出分组的可能性就更大这一假定。用于重新尝试解码的方法
每当有用户被正确解码出，其干扰贡献就从raRAM 312中被扣除，由此增大了正确解码出所有共享一些时隙的用户的潜在可能。重复尝试解码先前失败的用户是有利的， 因为它们所见的干扰可能已经显著下降。选取延迟框902选择用作解码和IC的基准的时隙(当前的或过往的)。选取用户框903将选择在所选取的延迟的时隙里终止一子分组的用户。延迟的选取可基于以下选项A.当前解码指示一旦已对所有用户尝试解码、并且FERAM 312中下一(将来的) 时隙已可用就移到该下一时隙。在此情形中，每个被处理的时隙每一用户被尝试解码一次， 并且这将对应于逐次干扰消去。B.重复解码尝试每个被处理的时隙解码用户一次以上。第二次及后续解码重复将受益于先前诸次重复上已解码出的用户的干扰的消去。重复解码在有多个用户无居间IC 地被并行解码的情况下能产出增益。在当前时隙上的纯重复解码下，选取延迟框902将仅仅是简单地多次选择同一时隙(即，延迟)。C.后向解码接收机解调诸子分组并尝试基于解调FERAM中对应于一分组的所有可用子分组来解码该分组。在尝试解码有在当前时隙里终止的子分组的分组(即，在当前帧偏移上的用户)之后，接收机可尝试解码在先前时隙里解码失败的分组(即，在先前帧偏移上的用户)。由于诸异步用户间的部分重叠，移除在当前时隙里终止的诸子分组的干扰将会提升解码出过去诸子分组的机会。此过程可通过回溯更多时隙来重复。前向链路ACK/ NAK传输中的最大延迟可界定后向解码。D.前向解码在尝试解码所有具有在当前时隙里终止的子分组的分组之后，接收机还可尝试在其完整的子分组被写到FERAM中之前解码最新的用户。例如，接收机可在用户最新的子分组的4个时隙里有3个时隙已被接收到之后尝试解码这些用户。用于更新BERAM的方法在非TIC BTS接收机中，分组单纯是基于存储在BERAM中的已解调码元来解码的， 并且FERAM仅用于解调来自最近期时间片段的用户。在TIC下，FERAM 312在每当接收机尝试解调新用户时仍被访问。但是，在TIC下，FERAM 312是在有用户被正确解码出之后基于重构并扣除掉该用户的贡献来更新的。出于复杂度考虑，选取小于分组跨距(例如，横跨 EV-DO修订版A中的16时隙分组需要40个时隙)的FERAM缓冲长度将是可取的。随着新时隙被写到FERAM 312中，它们将盖写掉循环缓冲中最老的采样。因此，随着新的时隙被接收到，最老的时隙就被盖写掉，并且解码器308将对这些老的时隙使用BERAM 316。应当注意到，即便一给定子分组位于FERAM 312中，BERAM 316也可能被用来为该子分组存储解调器最新解调的码元(从FERAM312确定)作为交织和解码过程中的中间步骤。BERAM 316的更新有两个主要选项A.基于用户的更新一用户的BERAM 316仅与对该用户尝试的解码协同地更新。 在此情形中，对较老的FERAM时隙的更新可能未必裨益于一给定用户的BERAM 316——若该用户没有在适宜的时间被解码(即，更新后的FERAM时隙可能在该用户被尝试解码之前滑出了 FERAM 312)B.基于时隙的更新为了充分地利用TIC的裨益，给所有受影响的用户的BERAM 316可在每当有时隙退出FERAM 312时被更新。在此情形中，BERAM 316的内容包括对FERAM 312所作的所有干扰扣除。
用干从因误了ACK截!卜其月限而1^来的子M目消去干扰的方法一般而言，TIC所使用的额外处理在解码过程中引入了延迟，这在或使用重复方案或使用后向方案时尤为相关。此延迟可能会超过可以向发射机发送ACK以停止与同一分组相关的子分组的传输的最大延迟。在此情形中，接收机仍可通过使用解码出的数据不但扣除过去的子分组而且还扣除在不久的将来会因错过的ACK而被接收到的那些子分组来利用成功解码。在TIC下，已解码出的用户的数据被重构并扣除，从而基站104可移除其对其他用户的子分组造成的干扰。在H-ARQ下，每当有新的子分组被接收到，就对原始分组作解码尝试。如果解码成功，则对于具有TIC的H-ARQ，通过重构并扣除诸组元子分组，就可从接收到的采样消去该分组的贡献。取决于复杂度考虑，可通过存储更长历史的采样来消去来自 1个、2个、3个或4个子分组的干扰。一般而言，IC或可被顺序地应用于每一用户或可被应用于用户群。图10图解了三个时间实例上的接收机采样缓冲312 时隙时间n、n+12时隙、以及 n+M时隙。为便于说明，图10示出了具有来自在相同帧偏移上的三个用户的子分组的单股交织以重点突出在H-ARQ下的干扰消去操作。图10中的接收机采样缓冲312横跨所有 4个子分组(对于EV-DO修订版A而言可由40时隙的缓冲来实现，因为在每一 4时隙子分组之间存在有8个时隙)。未解码的子分组以阴影示出。已解码的子分组在40时隙的缓冲中以无阴影示出并被消去。每一时间实例对应于该股交织上另一子分组的到来。在时隙时间n，用户1的4个存储的子分组被成功解码出，而来自用户2和3的最新子分组解码失败。在时间实例n+12时隙，随着用户1的已解码(无阴影)子分组2、3和4的干扰消去，该股交织中相继的子分组随之到来。在时间实例n+12时隙期间，来自用户2和3的分组被成功解码出。图10对各群处在相同帧偏移上的用户应用IC，但不在群内执行逐次干扰消去。在经典的群IC中，同一群中诸用户不会看见互干扰消去。因此，随着群中用户数目增大，实现复杂度就会降低，但会因对于同一解码尝试缺乏同一群中诸用户之间的消去而有损失。但是，在H-ARQ下，接收机将在每一新子分组到达之后尝试解码该群中所有用户，这允许同一群中诸用户实现互干扰消去。例如，当用户1的分组在时间η解码出时，这帮助用户2和3 的分组在时间n+12解码出，而这进一步帮助用户1在时间η+Μ解码出。先前已解码出的分组的所有子分组可在重新尝试于其他用户的下一子分组到来时对其进行解码之前被消去。 关键点在于尽管特定用户可能总是在同一组中，但是在其他的群成员解码出时它们的子分组会看见IC增益。导步页、开 肖、禾Pi舌各调联合式干扰消去本节针对性解决的一个问题涉及通过在基站接收机处高效率地估计和消去多用户干扰来增加CDMA RL的系统容量。一般而言，RL用户的信号包含导频、开销、和话务信道。 本节描述针对所有用户的联合式导频、开销、和话务IC方案。在此描述两个方面。第一，开销IC(OIC)被引入。在反向链路上，来自每一用户的开销对所有其他用户的信号起到干扰的作用。对于每一用户，因所有其他用户用的开销导致的合计干扰可能构成此用户所体验到的总干扰中很大的百分比。移除此合计
14开销干扰将可超出PIC和TIC所实现的性能和容量地进一步提升系统性能(例如，对于 cdma2000IxEV-DO修订版A系统)并增加反向链路容量。第二，PIC、0IC、和TIC间的重要交互是通过系统性能与硬件(HW)设计权衡来论证的。描述了若干种关于如何最好地组合所有这三种消去过程的方案。其中一些可能有更大的性能增益，而一些可能有更多的复杂度优势。例如，所描述的方案之一在解码任何开销和话务信道之前先移除所有导频信号，然后以顺序方式来解码和消去诸用户的开销和话务信道。本节是基于Cdma20001X EV-DO修订版A系统，并且一般而言适用于其他CDMA系统，诸如 W-CDMA、cdma20001x、以及 cdma20001x EV-DO0开销信道消去方法图11图解了 RL开销信道结构，诸如EV-DO修订版A所用的结构。有两种类型的开销信道一种类型用于协助RL解调/解码，其包括RRI (反向速率指标)信道和辅助导频信道(在载荷大小为3072比特或以上时使用)；另一种类型用于促进前向链路(FL)发挥作用，其包括DRC(数据率控制)信道、DSC(数据源控制)、以及ACK(确认)信道。如图11 中所示，ACK和DSC信道被时间复用在时隙基上。ACK信道仅在确认在FL上被传送给同一用户的分组时才传送。在诸开销信道中，辅助导频信道的数据在接收机处是先验已知的。因此，与初级导频信道相类似，对于此信道无需任何解调和解码，并且辅助导频信道可基于关于该信道的知识来重构。重构出的辅助导频可以是在2X码片率的解析度下，并可被表示为(在一个片段上)
M
权利要求
1.一种减小干扰的方法，所述方法包括解调并解码从至少一个接入终端发送并被第一基站接收到的至少一个信号；使用与所述第一基站和第二基站通信的基站控制器将所述信号的经解调、解码的信息发送给所述第二基站；在所述第二基站处重构所述信号；以及从所述第二基站处的缓冲中扣除所述重构出的信号。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括在所述第二基站处接收所述来自接入终端的信号的至少一部分。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二基站是在所述接入终端的通信射程内。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号包括导频、开销信道、和话务信道中的至少一者。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述经解调、解码的信息包括经解码的数据比特、经重编码的数据比特、经调制的码元、以及经调制/交织的码元中的至少一者。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括在所述第二基站处使用所述经解调、解码的信息来估计信道参数。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述信道参数包括多径延迟和信道系数中的至少一者。
8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述信道参数包括正交频分复用(OFDM)频调的振幅和相位中的至少一者。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述在第二基站处重构信号包括编码、调制、和滤波。
10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述在第二基站处重构信号包括编码、调制、和傅立叶变换。
11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号包括由对应于一分组的时间上分隔开的子分组构成的交织。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，进一步包括尝试解码对应于一个或多个子分组的所述分组；对成功解码出的分组发送确认信号；以及对未成功解码出的分组发送否定确认信号。
13.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述将信号的经解调、解码的信息发送给第二基站是在接收同一股交织中的两个子分组之间发生的。
14.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述解调并解码信号包括解调所述各子分组并尝试从发送自多个接入终端并被所述第一基站在同一时间帧里接收到的各子分组来解码各分组。
15.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号是码分多址信号。
16.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号是正交频分复用信号。
17.一种基站，包括接收机，其被配置成解调并解码发送自至少一个接入终端的至少一个信号；以及发射机，其被配置成通过与所述第一基站和第二基站通信的基站控制器将所述信号的经解调、解码的信息发送给所述第二基站。
18.一种系统，包括第一基站，包括接收机，其被配置成解调并解码发送自至少一个接入终端的至少一个信号；以及发射机，其被配置成通过与所述第一基站和第二基站通信的基站控制器将所述信号的经解调、解码的信息发送给所述第二基站；并且所述第二基站，包括信号重构单元，其被配置成在所述第二基站处重构所述信号；以及减法器，其被配置成从所述第二基站处的缓冲中扣除所述重构出的信号。
19.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述第二基站进一步包括用于接收所述来自接入终端的信号的至少一部分的接收机。
20.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述第二基站是在所述接入终端的通信射程内。
21.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述信号包括导频、开销信道、和话务信道中的至少一者。
22.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述经解调、解码的信息包括经解码的数据比特、经重编码的数据比特、经调制的码元、以及经调制/交织的码元中的至少一者。
23.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述第二基站被配置成使用所述经解调、 解码的信息来估计信道参数。
24.如权利要求23所述的系统，其特征在于，所述信道参数包括多径延迟和信道系数中的至少一者。
25.权利要求23所述的系统，其特征在于，所述信道参数包括正交频分复用(OFDM)频调的振幅和相位中的至少一者。
26.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述在第二基站处重构信号包括编码、调制、和滤波。
27.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述在第二基站处重构信号包括编码、调制、和傅立叶变换。
28.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述信号包括由对应于一分组的时间上分隔开的子分组构成的交织。
29.如权利要求观所述的系统，其特征在于，所述第一基站被配置成尝试解码对应于一个或多个子分组的所述分组；对成功解码出的分组发送确认信号；以及对未成功解码出的分组发送否定确认信号。
30.如权利要求观所述的系统，其特征在于，所述发射机被配置成在接收同一股交织中的两个子分组之间将所述信号的经解调、解码的信息发送给所述第二基站。
31.如权利要求观所述的系统，其特征在于，所述接收机被配置成解调所述子分组并尝试从发送自多个接入终端并被所述第一基站在同一时间帧里接收到的各子分组来解码各分组。
32.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述信号是码分多址信号。
33.如权利要求18所述的系统，其特征在于，所述信号是正交频分复用信号。
全文摘要
一种反向链路干扰消去用方法和系统。一种方法包括解调并解码从至少一个接入终端发送并被第一基站接收到的至少一个信号，将该信号的经解调、解码的信息发送给第二基站，在该第二基站处重构该信号，并从该第二基站处的缓冲扣除此重构出的信号。
文档编号H04W52/12GK102437866SQ20121001205
公开日2012年5月2日 申请日期2006年8月22日 优先权日2005年8月22日
发明者J·E·斯密, J·侯, K·D·艾斯顿, P·J·布莱克, R·帕多瓦尼 申请人:高通股份有限公司