接收装置和接收方法与流程

本发明涉及接收从发送机发送的电波的接收装置和接收方法，特别涉及根据接收信号确定发送机所在的方向的技术。

背景技术：

接收移动电话、无线lan(局域网)以及地面数字广播等的电波的接收装置(接收机)，不仅接收从发送机直接到达的到来波即直接波，而且接收被楼宇和建筑物等那样的障碍物反射和散射而到达的到来波即延迟波。这样，将从发送机发送的电波通过各种路径到达接收机的通信环境称作多路径环境。

作为抑制多路径环境中的接收性能劣化的一种技术，已知具有多个天线元件的阵列天线的指向性控制。在阵列天线中，控制在合成通过多个天线元件接收到的多个信号时使用的多个加权系数，由此能够使阵列天线具有指向性。在多路径环境中，控制阵列天线的指向性以使阵列天线的主波瓣朝向直接波的到来方向(发送机的方向)，由此能够抑制因延迟波的影响引起的接收性能劣化。为了通过阵列天线的指向性控制提高接收性能，需要高精度地估计直接波的到来角。

在接收机固定且发送机的方向已知的情况下，为了使阵列天线的主波瓣朝向发送机，只要手动调整阵列天线的指向性即可。但是，当由汽车等那样的移动体内的接收机接收电波的情况下，从接收机观察到的发送机的方向是变化的，因而需要根据复用直接波和延迟波而成的接收信号估计直接波的到来角。另外，无线通信的电波环境被分类成从接收机观察发送机位于视距内的los(lineofsight：视距)和从接收机观察发送机位于视距外的nlos(nonelineofsight：非视距)。在本申请中，假定是los环境来估计直接波的到来角。

通常，作为测定电波的到来角的方法，已知使用由具有n个(n为2以上的整数)天线元件的阵列天线接收到的信号的相关矩阵的固有值和固有值向量的music(multiplesignalclassification：多重信号分类)法以及esprit(estimationofsignalparametersviarotationalinvariancetechniques：借助旋转不变技术估计信号参数)法。

但是，在music法或者esprit法中能够测定的到来波的数量受到限制，最多为n个波。当在多路径环境下使用music法或者esprit法的情况下，阵列天线需要具有数量与假定的到来波(直接波和延迟波)的最大数量相同的阵列元件，存在阵列天线过大这样的缺点，在所述多路径环境下，除了从发送机直接到达接收机的直接波以外，还存在大量被周边的障碍物反射而到达的延迟波。

专利文献1记载有利用2个天线元件估计3个以上的波的到来角的方法。在该方法中，使用根据由各天线元件接收到的信号计算出的复延迟分布将延迟时间不同的到来波分离，根据分离后的各到来波的天线元件间的相位差估计到来波的到来角。

专利文献2和专利文献3记载有利用基于阵列天线的多波束估计到来角的方法。在该方法中，能够估计数量多于天线元件的数量的到来波的到来角。在该方法中，首先使用主波瓣的方向不同的多个波束成形将到来角不同的到来波分离，然后根据由各波束成形的结果而计算出的延迟分布估计延迟时间。大致的到来角能够根据功率最大的波束成形的主波瓣的方向进行估计。另外，通过根据主波瓣的方向相邻的波束成形间的功率差来实施到来角的估计，能够进一步提高到来角的估计精度。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4833144号公报(第14-15页，图6)

专利文献2：日本特开2009-206889号公报(第5页、第7页、图2)

专利文献3：日本特开2003-8483号公报(第6页、第7页、图1)

技术实现要素：

发明要解决的问题

当在接收机的附近存在车辆或者建筑物等的情况下，在直接波与延迟波之间，从发送机到接收机的电波传输路径长度没有较大差异，因而延迟时间非常短。在该延迟时间比按照专利文献1估计的复延迟分布的延迟时间分辨能力短时，在估计出的复延迟分布中直接波和延迟波重叠，不能将两者分离。其结果是，将是估计针对将直接波和延迟波合成后的信号的到来角，存在直接波的到来角的估计精度大幅劣化的问题。例如，接收带宽10mhz的信号进行估计的复延迟分布的延迟时间分辨能力是带宽的倒数即100ns左右。另一方面，当从接收机观察在发送机相反侧的3m位置处存在车辆等障碍物的情况下，相对于直接波的延迟时间是τ＝(3/c)×2＝20ns。其中，c是光的速度3×10⁸m/s。此时，相对于进行估计的复延迟分布的延迟时间分辨能力100ns，延迟时间是10ns，在估计延迟分布中看起来是直接波和延迟波重叠而接收到1个到来波。在专利文献1记载的技术中，将是估计针对将到来角相差180度的直接波和延迟波合成后的信号的到来角，直接波的到来角的估计精度劣化。

另外，专利文献2和专利文献3在具有多个天线元件的情况下，能够使主波瓣的宽度变窄，因而能够在多波束中将到来角不同的多个到来波分离。但是，随着天线元件的数量减少，主波瓣的宽度变宽，因而很难将到来角不同的多个到来波分离。另外，主波瓣的朝向相邻的波束成形间的功率差也减小，因而存在直接波的到来角的估计精度劣化的问题。

因此，本发明的目的在于，提供一种接收装置和接收方法，能够在存在延迟时间比延迟分布的分辨能力短的延迟波的环境下，利用数量较少的天线元件高精度地估计直接波的到来角。

用于解决问题的手段

本发明的接收装置接收到达包含多个天线元件的阵列天线的电波即到来波，其特征在于，该接收装置具有：多个无线接收部，其根据经由所述多个天线元件接收到的多个信号，生成与所述多个信号对应的多个数字信号；第1功率延迟分布估计部，其根据所述多个数字信号估计与所述多个数字信号对应的多个第1功率延迟分布；合成部，其对所述多个第1功率延迟分布进行合成而生成合成功率延迟分布；阵列控制部，其变更所述阵列天线的零点方向；阵列处理部，其使零点朝向由所述阵列控制部变更后的方向而对所述多个数字信号进行阵列处理，生成阵列处理信号；第2功率延迟分布估计部，其根据所述阵列处理信号估计第2功率延迟分布；差分部，其生成从所述合成功率延迟分布减去所述第2功率延迟分布而得到的差分功率延迟分布；二维映射部，其根据所述差分功率延迟分布和由所述阵列控制部变更后的所述零点方向，生成表示所述到来波的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射；以及到来角估计部，其输出所述二维映射上的到来波中的延迟时间最短且功率最大的分量的到来角。

本发明的接收方法接收到达包含多个天线元件的阵列天线的电波即到来波，其特征在于，该接收方法具有：接收步骤，根据经由所述多个天线元件接收到的多个信号，生成与所述多个信号对应的多个数字信号；第1估计步骤，根据所述多个数字信号估计与所述多个数字信号对应的多个第1功率延迟分布；合成步骤，对所述多个第1功率延迟分布进行合成而生成合成功率延迟分布；阵列处理步骤，变更所述阵列天线的零点方向，使零点朝向所述变更后的方向而对所述多个数字信号进行阵列处理，生成阵列处理信号；第2估计步骤，根据所述阵列处理信号估计第2功率延迟分布；差分步骤，生成从所述合成功率延迟分布减去所述第2功率延迟分布而得到的差分功率延迟分布；二维映射步骤，根据所述差分功率延迟分布和所述变更后的零点方向，生成表示所述到来波的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射；变更所述零点方向，执行所述接收步骤、所述第1估计步骤、所述合成步骤、所述阵列处理步骤、所述第2估计步骤、所述差分步骤以及所述二维映射步骤的步骤；以及到来角估计步骤，输出所述二维映射上的所述到来波中的延迟时间最短且功率最大的分量的到来角。

发明效果

根据本发明，通过在扫描阵列天线的零点的同时计算从零点方向到来的到来波的功率延迟分布，即使天线元件的数量较少，也能够将延迟时间比功率延迟分布的分辨能力短的延迟波分离，能够高精度地估计直接波的到来角。

附图说明

图1是概略地示出本发明的实施方式1的接收装置的结构的框图。

图2是概略地示出ofdm传输方式的延迟分布估计部的结构的框图。

图3是概略地示出dsss传输方式的延迟分布估计部的结构的框图。

图4的(a)、(b)是示出延迟时间较长时的角度分布和延迟分布的图。

图5是示出延迟时间较长时的到来角的分离状态的图。

图6是示出表示延迟时间较长时的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射的图。

图7的(a)、(b)是示出延迟时间较短时的角度分布和延迟分布的图。

图8是示出延迟时间较短时的到来角的分离状态的图。

图9是示出表示延迟时间较短时的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射的图。

图10是概略地示出本发明的实施方式2的接收装置的结构的框图。

图11的(a)、(b)是示出实施方式2的延迟时间较长时的二维映射的图。

图12的(a)、(b)是示出实施方式2的表示延迟时间较短时的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射的图。

图13是概略地示出图10的校正部的结构的框图。

图14是概略地示出本发明的实施方式3的接收装置的结构的框图。

图15是示出本发明的实施方式4的接收方法的流程图。

图16是示出ofdm传输方式的延迟分布估计处理的流程图。

图17是示出dsss传输方式的延迟分布估计处理的流程图。

图18是示出作为实施方式1～3的变形例的接收装置的硬件结构图。

具体实施方式

《1》实施方式1

《1-1》实施方式1的结构

图1是概略地示出本发明的实施方式1的接收装置1的结构的框图。接收装置1接收从发送机发出的电波(到来波)。如图1所示，实施方式1的接收装置1具有与构成阵列天线的n个(n为2以上的整数)天线元件10_1、…、10_n连接的n个无线接收部11_1、…、11_n、阵列处理部12、阵列控制部13、(n+1)个延迟分布估计部14_1、…、14_n+1、(n+1)个功率计算部15_1、…、15_n+1、合成部16、差分部17、二维映射部18和到来角估计部19。延迟分布估计部14_n和功率计算部15_n构成功率延迟分布估计部20_n。功率延迟分布估计部20_1、…、20_n也称作第1功率延迟分布估计部。功率延迟分布估计部20_n+1也称作第2功率延迟分布估计部。另外，接收装置1也可以具有控制部，该控制部控制无线接收部11_1、…、11_n、阵列处理部12、阵列控制部13、延迟分布估计部14_1、…、14_n+1、功率计算部15_1、…、15_n+1、合成部16、差分部17、二维映射部18和到来角估计部19。

n个无线接收部11_1、…、11_n根据经由n个天线元件10_1、…、10_n接收到的n个接收信号，生成与n个接收信号对应的n个数字信号r1(k)、…、rn(k)。n个第1功率延迟分布估计部20_1、…、20_n根据n个数字信号r1(k)、…、rn(k)，估计与n个数字信号对应的n个功率延迟分布(第1功率延迟分布)p1(m，l)、…、pn(m，l)。合成部16对n个第1功率延迟分布p1(m，l)、…、pn(m，l)进行合成而生成合成功率延迟分布q(m，l)。阵列控制部13是指定(变更)阵列天线的零点方向的指向性控制部。阵列控制部13控制在对通过多个天线元件接收到的多个信号进行合成时使用的多个加权系数，由此使阵列天线具有指向性。阵列处理部12使零点朝向由阵列控制部13指定(变更)后的方向而对n个数字信号r1(k)、…、rn(k)进行阵列处理，生成阵列处理信号y(k)。第2功率延迟分布估计部20_n+1根据阵列处理信号y(k)估计第2功率延迟分布pn+1(m，l)。差分部17从合成功率延迟分布q(m，l)减去第2功率延迟分布pn+1(m，l)，生成差分功率延迟分布d(m，l)。二维映射部18根据差分功率延迟分布d(m，l)和由阵列控制部13指定(变更)的阵列天线的零点方向，生成表示到来波的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射。到来角估计部19根据由二维映射部18生成的表示到来波的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射，估计并输出到来波中的直接波的到来角θ1。在由阵列控制部13在全部方向扫描(变更)阵列天线的零点的同时，由二维映射部18生成表示到来波的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射，到来角估计部19将在二维映射上延迟时间最短且功率最大的分量判断为直接波分量，估计直接波的到来角θ1。

《1-2》实施方式1的动作

无线接收部11_1、…、11_n对经由天线元件10_1、…、10_n接收到的n个接收信号分别实施频率变换处理，生成n个基带信号。无线接收部11_1、…、11_n输出对n个基带信号进行模拟数字(ad)变换而得到的n个数字信号。将n个数字信号分别提供给延迟分布估计部14_1、…、14_n。并且，将n个数字信号提供给阵列处理部12。

阵列处理部12对从无线接收部11_1、…、11_n输出的n个数字信号实施阵列处理。通过阵列处理而从阵列处理部12输出的信号y(k)用下式(1)表示。

[数式1]

其中，rn(k)是从无线接收部11_n(n＝1、2、…、n)输出的信号，k是无线接收部11_n中的ad变换后的采样号(正整数)，wn是与信号rn(k)有关的复加权系数。

根据式(1)的复加权系数w1、…、wn，由n个天线元件10_1、…、10_n构成的阵列天线的指向性是变化的，能够使零点朝向任意的方向。阵列处理部12进行阵列处理，以使零点朝向由阵列控制部13指定(变更)的方向。阵列控制部13的动作容后再述。

延迟分布估计部14_1、…、14_n根据从无线接收部11_1、…、11_n输出的信号r1(k)、…、rn(k)，分别估计(计算)延迟分布。延迟分布估计部14_n+1根据从阵列处理部12输出的信号y(k)估计(计算)延迟分布。延迟分布的估计方法依赖于在通信系统中采用的传输方式。本发明的装置和方法能够适用于任意的传输方式。在此，作为例子说明在众多的通信系统中采用的ofdm(orthogonalfrequencydivisonmultiplex：正交频分复用)传输方式中的延迟分布估计和dsss(directsequencespectrumspread：直接序列扩频)传输方式中的延迟分布估计。

首先，对ofdm传输方式中的延迟分布估计进行说明。ofdm传输方式是以对正交的多个子载波复用而成的码元为传输单位的传输方式。在采用ofdm传输方式的众多的通信系统中，为了在接收装置侧补偿传输路径失真，在发送和接收时使用一部分子载波作为已知的导频子载波。在实施方式1中，使用该导频子载波估计延迟分布。

图2是概略地示出ofdm传输方式的延迟分布估计部14_n(n＝1、…、n+1)的结构的框图。如图2所示，ofdm传输方式的延迟分布估计部14_n具有fft(高速傅里叶变换)部141_n、导频提取部142_n、导频生成部143_n、除法部144_n、插值部145_n以及ifft(逆高速傅里叶变换)部146_n。fft部141_n在n＝1、…、n时，将从图1的无线接收部11_n输出的信号rn(k)按照每个码元从时间轴变换成频率轴，由此输出各子载波。fft部141_n在n＝n+1时，将从阵列处理部12输出的信号y(k)按照每个码元从时间轴变换成频率轴，由此输出子载波。导频提取部142_n从由fft部141_n输出的信号中提取导频载波。导频生成部143_n生成已知的导频载波。除法部144_n将由导频提取部142_n提取出的导频载波除以由导频生成部143_n生成的已知的导频载波，由此生成在接收信号包含的导频载波中发挥作用的传输路径的传递函数。插值部145_n在码元方向和子载波方向对在导频载波中发挥作用的传输路径的传递函数进行插值，生成全部子载波的传输路径的传递函数。最后，ifft部146_n将传输路径的传递函数变换成时间轴的传递函数，由此生成延迟分布，以码元单位输出该延迟分布。

下面，对dsss传输方式的延迟分布估计部进行说明。dsss传输方式是发送按照每个码元使用伪噪声序列扩散后的信号，在接收装置侧进行逆向扩散的方式。图3是概略地示出dsss传输方式的延迟分布估计部14_n(n＝1、…、n+1)的结构的框图。如图3所示，dsss传输方式的延迟分布估计部14_n具有伪噪声序列生成部148_n和逆扩散部149_n。伪噪声序列生成部148_n生成在发送机侧的扩散时使用的伪噪声序列。逆扩散部149_n按照码元单位计算并输出与从图1的无线接收部11_n或者阵列处理部12输出的信号y(k)之间的滑动相关性。该逆扩散部149_n的输出是延迟分布。

在图2和图3中，延迟分布估计部14_n以码元单位输出延迟分布。延迟分布估计部14_n中的第m个码元的延迟分布的估计结果用hn(m，l)表示。其中，l是延迟时间的索引。

关于延迟时间分辨能力δτ[s]，在ofdm传输方式中，在设带宽为wofdm[hz]时，δτ＝1/wofdm。

另外，关于延迟时间分辨能力δτ[s]，在dsss传输方式中，在设带宽为wdsss[hz]时，δτ＝1/wdsss。

另外，将延迟分布的长度l设定成使l×δτ比在通信系统中能够考虑到的最大延迟时间长。

图1的功率计算部15_1、…、15_n+1按照从延迟分布估计部14_1、…、14_n+1输出的延迟分布h1(m，l)、…、hn+1(m，l)的每个延迟时间，计算并输出用下式示出的功率pn(m，l)。

pn(m，l)＝|hn(m，l)|²

另外，功率计算部15_1、…、15_n+1也可以输出延迟分布的振幅来取代延迟分布的功率。以后，将从功率计算部15_1、…、15_n+1输出的延迟分布的功率pn(m，l)也称作功率延迟分布。

图1的合成部16按照下式(2)所示对从功率计算部15_1、…、15_n输出的功率延迟分布p1(m，l)、…、pn(m，l)进行合成。以后，将合成部16的输出q(m，l)称作合成功率延迟分布。

[数式2]

在式(2)中，cn(n＝1、…、n)是合成系数，是满足下式(3)的条件的任意值。

[数式3]

在cn＝1/n时，合成部16对n个功率延迟分布p1(m，l)、…、pn(m，l)进行合成，作为合成功率延迟分布q(m，l)进行输出。并且，在c1＝1、cj＝0(j＝2、…、n)时，合成部16将由天线元件10_1接收到的信号的功率延迟分布p1(m，l)作为合成功率延迟分布q(m，l)进行输出。

图1的差分部17输出从合成部16的输出即合成功率延迟分布q(m，l)减去功率计算部15_n+1的输出即功率延迟分布pn+1(m，l)而得到的差分功率延迟分布d(m，l)。即，差分功率延迟分布d(m，l)用下式表示。

d(m，l)＝q(m，l)-pn+1(m，l)

图4的(a)、(b)是示出延迟时间较长时的角度分布和延迟分布的图。图5的a、b、c栏是示出延迟时间较长时的到来角的分离状态的图。

在此，考虑接收图4的(a)、(b)所示的直接波和延迟波的情况。将直接波和延迟波的到来角分别设为θ1和-θ2，将直接波和延迟波的延迟时间之差设为τ。在这种环境下，在阵列处理部12的零点方向θnull等于θ1的情况下，从合成部16输出的合成功率延迟分布q(m，l)、从功率计算部15_n+1输出的阵列处理后的功率延迟分布pn+1(m，l)以及从差分部17输出的差分功率延迟分布d(m，l)如图5的a栏所示。在图5的a栏中，合成部16的输出q(m，l)包含全部到来波的分量，功率计算部15_n+1的输出pn+1(m，l)仅包含延迟波分量，因而差分部17的输出(差分功率延迟分布)d(m，l)包含直接波的分量。即，差分功率延迟分布d(m，l)包含从零点方向到来的到来波的分量。

同样，将零点方向θnull等于θ2的情况和零点方向θnull与θ1、θ2都不相同的情况示出在图5的b栏和c栏中。在图5的b栏中，使零点朝向延迟波的到来方向，因而差分功率延迟分布d(m，l)包含延迟波分量。在图5的c栏中，使零点朝向不存在到来波的方向，因而差分功率延迟分布d(m，l)不包含到来波分量。

另外，在此假设阵列处理部12的天线增益在零点急剧下降。

图1的阵列控制部13使阵列处理部12扫描(变更)零点朝向的方向。具体地讲，设初始的零点方向为θnull＝-π，按照θnull＝-π+a×δθ(a＝0、1、…、2π/δθ-1)的方式依次扫描。对于0≤a<2π/δθ，完成-π～π的全部方向的扫描，但是，也可以继续进行扫描。另外，假设索引a按照每m个码元而递增。该零点的扫描方向θnull除了用于阵列处理部12以外，还用于二维映射部18。

图1的二维映射部18使用从零点方向到来的到来波的功率延迟分布(差分部17的输出)d(m，l)和零点的扫描方向(阵列控制部13的输出)，在分别以延迟时间和到来方向(到来角)为坐标轴的坐标系上生成二维映射。具体地讲，首先，二维映射部18用下式(4)计算在零点朝向θnull＝-π+aδθ(a＝0、1、…、2π/δθ-1)的期间内输出的m码元量的差分功率延迟分布的平均da(l)。将差分功率延迟分布的平均da(l)也称作平均差分功率延迟分布。

[数式4]

然后，二维映射部18对于预先准备的二维阵列(2π/δθ行、l列)，在第a行存储用式(4)表示的平均差分功率延迟分布da(l)(l＝0、1、…、l)。

图6是示出表示延迟时间之差τ较长时的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射的图。例如，在图4的(a)、(b)所示的电波环境的情况下，表示延迟时间与到来角之间的关系的二维映射如图6所示。如图6所示，直接波的分量存在于到来角θ1的位置，延迟波的分量存在于到来角-θ2的位置，各分量的延迟时间之差为τ。

图1的到来角估计部19使用表示延迟时间与到来角之间的关系的二维映射估计直接波的到来角θ1。具体地讲，设定某个固定的阈值，在二维映射中搜索超过阈值的分量，选择其中延迟时间最短的分量。判断为该选择出的分量是直接波。在选择了多个分量的情况下，判断为功率最大的分量是直接波。最后，到来角估计部19输出在二维映射中被判断为是直接波的分量的到来角θ1。

另外，上述的阈值可以是预先决定的值，也可以是相对于二维映射上的最大值衰减预先决定的固定量后的值。

在图4的(a)、(b)的电波环境的情况下，可知在图6中作为大于阈值的分量选择直接波和延迟波，其中延迟时间最短的被正确地识别为直接波，输出到来角θ1。

在实施方式1中，使用图7的(a)、(b)、图8以及图9说明在存在延迟时间比延迟分布的分辨能力δτ短的延迟波的环境下也能够正确地估计直接波的到来角θ1的情况。

图7的(a)、(b)是示出延迟时间较短时的角度分布和延迟分布的图。图7的(a)、(b)示出存在延迟时间之差τ比延迟分布的分辨能力δτ短(τ<δτ)的延迟波的电波环境。图7的(a)的到来角与图4的(a)的到来角相同，图7的(b)的延迟时间与图4的(b)的延迟时间不同。

图8是示出在这种环境下计算出的合成功率延迟分布(合成部16的输出)q(m，l)、使零点朝向特定方向时的功率延迟分布(功率计算部15_n+1的输出)pn+1(m，l)以及差分功率延迟分布(差分部17的输出)d(m，l)的图。图8是示意图，将直接波设为黑圆点，将延迟波设为白菱形以能够区分。实际上，延迟波的延迟时间比延迟分布的延迟时间分辨能力短，因而在合成功率延迟分布q(m，l)中直接波和延迟波的分量重叠。即，看起来到来波仅存在1个波。

图8的a、b、c栏是示出延迟时间较短时的到来角的分离状态的图。在实施方式1中，通过在阵列处理中扫描(变更)零点，能够将上述的直接波和延迟波分离。例如，在阵列处理部12的零点方向θnull等于θ1的情况下，如图8的a栏所示，直接波在阵列处理部12得到抑制，因而功率计算部15_n+1的输出不包含直接波分量。因此，差分部17的输出包含直接波的分量而不包含延迟波分量。即，无论延迟波的延迟时间怎样，都与图4的(a)、(b)的电波环境时相同，差分功率延迟分布d(m，l)包含从零点方向到来的到来波。

同样，零点方向θnull等于θ2的情况和零点方向θnull与θ1、θ2都不相同的情况在图8的b栏和c栏中示出。在图8的b栏中，使零点朝向延迟波的到来方向，因而差分功率延迟分布d(m，l)包含延迟波分量。在图8的c栏中，使零点朝向不存在到来波的方向，因而差分功率延迟分布d(m，l)不包含到来波分量。

图9是示出表示延迟时间较短时的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射的图。在全部方向扫描零点而得到的二维映射如图9所示。在图9的二维映射中，选择直接波和延迟波作为大于阈值的分量，但是，由于延迟时间比延迟分布的分辨能力短，因而在同一延迟时间的索引中存在两个分量。当在同一延迟时间存在多个分量的情况下，延迟波被障碍物反射时成为功率损失，因而功率小于直接波，因此，只要将功率最大的判断为直接波即可。在图9中可知，在存在于同一延迟时间的索引中的直接波和延迟波中，将功率较大者判断为直接波，从到来角估计部19输出到来角θ1。

《1-3》实施方式1的效果

专利文献1记载的装置在存在延迟时间比延迟分布的延迟时间分辨能力短的延迟波的环境下，不能将直接波和延迟波分离，直接波的到来角的估计精度劣化。与此相对，根据实施方式1的接收装置1和接收方法，按照图5和图8所示的原理，能够利用阵列天线的零点将直接波和延迟波分离，具有能够高精度地估计直接波的到来角θ1的效果。

另外，已知通常阵列天线的零点具有比主波瓣鲜明的指向性。因此，与使用主波瓣分离到来波的专利文献2记载的方法和专利文献3记载的装置相比，在实施方式1的接收装置中，即使是数量较少的天线元件也能够将多个到来波分离，具有能够提高直接波的到来角θ1的估计精度的效果。

《2》实施方式2

《2-1》实施方式2的结构

实施方式1的接收装置1利用了图1的阵列处理部12的天线增益在零点急剧下降的性质。但是，实际上构成阵列天线的天线元件的数量越少，则零点周边的天线增益的衰减越平缓，其结果是，零点的宽度越宽。与主波瓣相比，零点的宽度较窄，因而在天线元件的数量相同的情况下，实施方式1的接收装置对直接波的到来角的估计精度高于专利文献2、3记载的装置和方法。但是，在构成阵列天线的天线元件的数量减少时，零点的宽度变宽，直接波的到来角θ1的估计精度与该变宽对应地劣化。因此，在实施方式2的接收装置2中，在二维映射上校正零点的宽度变宽，抑制直接波的到来角θ1的估计精度劣化。

图10是概略地示出本发明的实施方式2的接收装置2的结构的框图。在图10中，对与图1所示的构成要素相同或者对应的构成要素，标注与图1所示的标号相同的标号。实施方式2的接收装置2在二维映射部18与到来角估计部19之间具有校正部40，这一点与实施方式1的接收装置1不同。除此之外，实施方式2与实施方式1相同。

图10的校正部40在表示到来波的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射中，在到来角方向上实施滤波处理，由此校正零点的宽度变宽。

《2-2》实施方式2的动作

图11的(a)、(b)是示出实施方式2的表示延迟时间较长时的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射的图。在此，考虑图4所示的电波环境。在天线元件的数量较少且零点的宽度较宽的情况下，表示延迟时间与到来角之间的关系的二维映射如图11的(a)所示，图11的(b)示出沿到来角方向切取直接波的分量而得到的fa(θ)。图11的(b)的到来角方向的变宽的形状是根据阵列天线的指向性的形状而唯一决定的，因而是已知的。在设该已知的到来角的变宽为g(θ)时，图11的(b)用下式表示。

[数式5]

(是卷积运算)

在式(5)中，δ(θ)是在θ＝0时为1的δ函数。

图12的(a)、(b)是示出实施方式2的表示延迟时间较短时的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射的图。在此，考虑图7的(a)、(b)所示的电波环境。在天线元件的数量较少且零点具有宽度的情况下，表示延迟时间与到来角之间的关系的二维映射如图12的(a)所示。由于延迟时间比延迟分布的延迟时间分辨能力短，因而直接波和延迟波存在于同一延迟时间索引上。此时，图12的(b)示出沿到来角方向切取直接波和延迟波的分量而得到的fb(θ)。该fb(θ)能够用下式表示。

[数式6]

根据式(5)和式(6)，在特定的延迟时间切取零点的宽度较宽时的二维映射而得到的信号(以后，将fa(θ)、fb(θ)记作f(θ))，成为根据阵列天线的指向性的形状计算出的g(θ)与零点的宽度非常窄的理想的信号(用δ函数表示的项)的卷积。卷积运算在傅里叶变换时成为乘法运算，因而可知为了校正零点的宽度变宽，只要对在特定的延迟时间切取二维映射而得到的f(θ)进行傅里叶变换来计算f(ξ)，将该f(ξ)除以对g(θ)进行傅里叶变换而得到的g(ξ)，计算出f’(ξ)＝f(ξ)/g(ξ)，然后计算对f’(ξ)进行傅里叶逆变换的结果f’(θ)即可。

图13是概略地示出图10的校正部40的结构的框图。傅里叶变换(fft)部401对按照二维映射的延迟时间索引l(l＝0、1、…、l-1)切取的fl(θ)进行傅里叶变换，计算fl(ξ)(l＝0、1、…、l-1)。校正系数生成部402输出预先准备的g(ξ)。除法部403将从傅里叶变换部401输出的信号除以从校正系数生成部402输出的信号，计算fl(ξ)/g(ξ)(l＝0、1、…、l-1)。最后，傅里叶逆变换(ifft)部404输出对除法部的输出进行傅里叶逆变换的结果。

上述的θ、ξ是离散信号，傅里叶变换和傅里叶逆变换是指实施离散傅里叶变换和逆离散傅里叶变换。另外，如果到来角的采样数2π/δθ是2的幂乘，则能够通过fft和ifft实现。

《2-3》实施方式2的效果

如以上说明的那样，根据实施方式2的接收装置2和接收方法，天线元件的数量n是较少的数量，在阵列天线增益的零点周边的下降变平缓而使零点的宽度变宽时，利用根据阵列天线的指向性的形状而唯一决定的零点的变宽的形状校正二维映射。因此，具有直接波的到来角θ1的估计精度提高这样的效果。

《3》实施方式3

《3-1》实施方式3的结构

实施方式1、2的接收装置1、2对于由阵列天线接收到的信号，在依次改变零点方向的同时估计直接波的到来角θ1。这样的处理步骤对于发送机连续发送电波的情况是有效的。但是，也要考虑到在发送机发送规定帧长的信号的情况下，零点的扫描(即，在依次改变零点方向的同时估计直接波的到来角θ1的处理)未在所述信号的帧期间完成的情况。

因此，在实施方式3中，提供还能够应对构成从发送机发送的信号的帧的帧长受到限制的情况的接收装置3和接收方法。

图14是概略地示出本发明的实施方式3的接收装置3的结构的框图。在图14中，对与图1所示的构成要素相同或者对应的构成要素标注与图1所示的标号相同的标号。图14所示的接收装置3在具有信号存储部60_1、…、60_n以及具有分布存储部61的方面，与实施方式1的接收装置1不同。除此以外的方面，实施方式3的接收装置3与实施方式1的接收装置1相同。

《3-2》实施方式3的动作

在实施方式3中使用规定的期间t秒量的接收信号。其中，t是发送信号的帧长以下的时间。

图14的信号存储部60_1、…、60_n临时存储t秒量的无线接收部11_1、…、11_n的输出。另外，分布存储部61临时存储根据t秒量的接收信号计算出的合成功率延迟分布q(m，l)。在无线接收部11_1、…、11_n经由天线元件接收信号的t秒钟期间内，图14的无线接收部11_1、…、11_n、延迟分布估计部14_1、…、14_n、功率计算部15_1、…、15_n以及合成部16进行动作，剩余的功能不进行动作。

当在信号存储部60_1、…、60_n和分布存储部61存储完t秒量的信号的时刻，阵列处理部12、阵列控制部13、延迟分布估计部14_n+1、功率计算部15_n+1、差分部17、二维映射部18以及到来角估计部19开始动作。

阵列控制部13按照每m个码元使零点方向变化。在信号存储部60_1、…、60_n中只存在t秒量的信号，因而通过反复读出t秒量的信号，阵列处理部12在全部方向扫描零点。延迟分布估计部14_n+1和功率计算部15_n+1的动作与实施方式1相同。

差分部17对于从功率计算部15_n+1按照每m个码元输出的功率延迟分布pn+1(m，l)，从分布存储部61读出合成功率延迟分布q(m，l)，计算差分功率延迟分布d(m，l)。二维映射部18和到来角估计部19的动作与实施方式1的情况相同。

另外，也可以对实施方式3的接收装置3追加在实施方式2中说明的校正部40。

《3-3》实施方式3的效果

如以上说明的那样，根据实施方式3的接收装置3，通过在存储器中存储与规定期间t秒的接收信号对应的信号，在反复读出的同时生成二维映射，由此，具有即使在帧长受到限制的情况下也能够正确地估计直接波的到来角θ1这样的效果。

《4》实施方式4

《4-1》实施方式4的处理

实施方式4的接收方法与实施方式1的接收装置1的处理相同。因此，在实施方式4的说明中也参照图1。

实施方式4的接收方法具有：步骤(s1)，阵列控制部13对零方向进行初始化(设定成预先决定的方向)；接收步骤(s2)，无线接收部11_1、…、11_n接收无线信号；以及第1估计步骤(s3、s4)，估计n个第1功率延迟分布p1(k)、…、pn(k)。此外，实施方式4的接收方法具有：合成步骤(步骤s5)，生成合成功率延迟分布q(m，l)；阵列处理步骤(s6)，生成阵列处理信号y(k)；以及第2估计步骤(s7、s8)，根据阵列处理信号y(k)估计第2功率延迟分布pn+1(m，l)。进而，实施方式4的接收方法具有：差分步骤(s9)，从合成功率延迟分布q(m，l)减去第2功率延迟分布pn+1(m，l)，生成差分功率延迟分布d(m，l)；以及二维映射步骤(s10)，根据差分功率延迟分布d(m，l)和由阵列控制部13指定(变更)的零点方向，生成表示到来波的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射。进而，实施方式4的接收方法具有：步骤(s11、s12)，通过阵列控制部13对零点的扫描而变更零点方向，反复执行接收步骤(s2)、第1估计步骤(s3、s4)、合成步骤(s5)、阵列处理步骤(s6)、第2估计步骤(s7、s8)、差分步骤(s9)以及二维映射步骤(s10)；以及到来角估计步骤(s13)，在对全部方向完成零点扫描时，估计并输出到来波中的直接波的到来角θ1。在到来角估计步骤(s13)中，将二维映射上的载波中的延迟时间最短且功率最大的分量判断为直接波，估计直接波的到来角θ1。

下面，根据图15更具体地说明实施方式4的接收方法。在用于对图15的零方向进行初始化的步骤(s1)中，阵列控制部13进行将阵列天线的零方向设定成例如-π的处理即初始化。

在接收步骤(s2)中，对于通过n个天线元件10_1、…、10_n接收到的信号，无线接收部11_1、…、11_n分别对接收信号进行频率变换而变换成基带信号，对该基带信号进行ad变换而生成数字信号r1(k)、…、rn(k)。接收步骤(s2)的处理与实施方式1的无线接收部11_1、…、11_n进行的处理相同。

在第1估计步骤(s3、s4)中，根据在接收步骤(s2)中生成的数字信号r1(k)、…、rn(k)，估计与n个天线元件10_1、…、10_n对应的延迟分布hn(m，l)。延迟分布的计算方法依赖于在通信系统中采用的传输方式。

图16是示出估计ofdm传输方式的第1延迟分布的步骤(s3)的流程图。图16的处理是与实施方式1的图2的处理相同的处理。如图16所示，估计第1延迟分布的步骤(s3)例如具有fft步骤(s21)、导频提取步骤(s22)、导频生成步骤(s23)、除法步骤(s24)、插值步骤(s25)以及ifft步骤(s26)。在fft步骤(s21)中，将在图15的接收步骤(s2)中生成的数字信号r1(k)、…、rn(k)按照每个码元从时间轴变换成频率轴，由此生成子载波。在导频提取步骤(s22)中，提取在fft步骤(s21)中生成的导频载波，在导频生成步骤(s23)中生成已知的导频载波。在除法步骤(s24)中，将在导频提取步骤(s22)中提取出的导频载波除以在导频生成步骤(s23)中生成的已知的导频载波，由此生成在接收信号包含的导频载波中发挥作用的传输路径的传递函数。在插值步骤(s25)中，在码元方向和子载波方向对作用于导频载波的传输路径的传递函数进行插值，由此生成全部子载波的传输路径的传递函数。在ifft步骤(s26)中，将传输路径的传递函数变换成时间轴，由此生成延迟分布。图16所示的处理与实施方式1(图1和图2)中的延迟分布估计部14_1、…、14_n+1进行的处理相同。

图17是示出估计dsss传输方式的第1延迟分布的步骤(s3)的流程图。图17的处理是与实施方式1的图3的处理相同的处理。如图17所示，估计第1延迟分布的步骤(s3)例如具有生成伪噪声序列的步骤(s31)和进行逆扩散处理的步骤(s32)。在伪噪声序列生成步骤(s31)中生成在发送机侧的扩散时使用的伪噪声序列，在逆扩散步骤(s32)中以码元单位计算并输出与在图15的接收步骤(s2)中生成的信号之间的滑动相关性。该逆扩散步骤中的输出是延迟分布。图17所示的处理与实施方式1(图1和图3)中的延迟分布估计部14_1、…、14_n+1进行的处理相同。

如在图16和图17中叙述的那样，延迟分布是以码元单位输出的。以后，用hn(m，l)表示第m个码元相对于第n个天线元件的延迟分布估计结果。其中，l是延迟时间的索引。延迟时间分辨能力δτ已经在实施方式1中说明。

在图15的计算第1延迟分布的功率的步骤(s4)中，按照在第1延迟分布的估计步骤(s3)中生成的延迟分布的每个延迟时间计算并输出功率pn(m，l)(n＝1、…、n)。步骤(s4)的处理与实施方式1中的功率计算部15_1、…、15_n进行的处理相同。

在图15的合成步骤(s5)中，对在步骤(s4)中生成的第1功率延迟分布进行合成而生成合成功率延迟分布q(m，l)。步骤(s5)的处理与实施方式1中的合成部16进行的处理相同。

在图15的阵列处理步骤(s6)中，对在接收步骤(s2)中生成的信号r1(k)、…、rn(k)实施阵列处理。步骤(s6)的处理与实施方式1中的阵列处理部12进行的处理相同。

在图15的第2延迟分布的估计步骤(s7)中，根据通过阵列处理而生成的信号y(k)估计延迟分布。延迟分布的估计方法与第1延迟分布的估计步骤(s3)相同。另外，估计步骤(s7)的处理与实施方式1中的延迟分布估计部14_n+1进行的处理相同。

在图15的第2功率计算步骤(s8)中，按照在第2延迟分布估计步骤(s7)中生成的延迟分布的每个延迟时间计算并输出功率。功率的计算方法与第1功率延迟分布的估计步骤(s4)相同。另外，步骤(s8)的处理与实施方式1中的功率计算部15_n+1进行的处理相同。

在图15的差分步骤(s9)中，输出从在合成步骤(s6)中生成的合成功率延迟分布q(m，l)减去在第2功率计算步骤(s8)中生成的第2功率延迟分布pn+1(m，l)而得到的差分功率延迟分布d(m，l)。差分步骤(s9)的处理与实施方式1中的差分部17进行的处理相同。

在图15的二维映射步骤(s10)中，使用从零点方向到来的到来波的功率延迟分布(差分步骤的输出)和零点方向，生成到来波的延迟时间(到来时刻)和到来方向(到来角)的二维映射。二维映射步骤(s10)的处理与实施方式1中的二维映射部18进行的处理相同。

在图15的零方向更新步骤(s11)中，以δθ间隔按照θnull＝-π+a×δθ(a＝0、1、…、2π/δθ-1)的方式依次扫描零的方向。在0≤a<2π/δθ的期间内，反复执行接收步骤(s2)～零方向更新步骤(s11)。在a＝2π/δθ时，零方向-π～π的全部方向的扫描完成，因而使处理进入到下一个步骤。另外，零点的扫描方向θnull还用于二维映射步骤(s10)。

在图15的到来角估计步骤(s13)中，使用表示到来波的延迟时间与到来角之间的关系的二维映射估计直接波的到来角θ1。具体地讲，设定某个固定的阈值，在二维映射中搜索超过阈值的分量，选择其中延迟时间最短的分量。判断为该选择出的分量是直接波。在选择了多个分量的情况下，将功率最大的分量判断为是直接波。最后，在到来角估计步骤(s13)中，输出在二维映射中被判断为是直接波的分量的到来角。另外，上述的阈值可以预先决定，也可以是相对于二维映射上的最大值衰减预先决定的固定量后的值。另外，到来角估计步骤(s13)的处理与实施方式1中的到来角估计部19进行的处理相同。

另外，图15的流程图所示的处理与实施方式1的接收装置1的动作相同。此外，也可以在图15的到来角估计步骤(s13)之前插入实施方式2的校正部40(图10、图13)进行的处理步骤。

《4-2》实施方式4的效果

专利文献1在存在延迟时间比延迟分布的延迟时间分辨能力短的延迟波的环境下，不能将直接波和延迟波分离，直接波的到来角的估计精度劣化，相比之下，根据实施方式4，能够与实施方式1同样地利用阵列天线的零点将直接波和延迟波分离，具有能够高精度地估计直接波的到来角这样的效果。

另外，已知通常阵列天线的零点具有比主波瓣鲜明的指向性。因此，与实施方式1相同，与使用主波瓣来分离到来波的专利文献2和专利文献3记载的技术相比，在实施方式4中，即使是数量较少的天线元件也能够将多个到来波分离，具有能够提高直接波的到来角θ1的估计精度这样的效果。

《5》变形例

图18是示出上述实施方式1～3的接收装置的结构例的硬件结构图。图18所示的接收装置1具有：作为存储装置的存储器91，其存储作为软件的程序；以及作为信息处理部的处理器92，其执行存储器91中存储的程序。图18所示的接收装置1示出实施方式1～3的接收装置的结构的具体例。图18所示的接收装置1的动作与实施方式1～3的接收装置的动作或者实施方式4的接收方法相同。存储器91中存储的程序是能够由包含处理器92的计算机执行的程序，能够使计算机执行实施方式4(图15)所示的处理。

在图18所示的接收装置1实现实施方式1～3的接收装置的处理的情况下，图1、图10以及图14所示的接收装置的各构成要素通过处理器92执行存储器91中存储的程序而实现。另外，为了实现图1、图10以及图14所示的接收装置的各构成要素，例示出使用处理器92和存储器91的情况，但是，也可以由处理器92和存储器91实现图1、图10以及图14所示的接收装置的各构成要素中的一部分构成要素，由硬件电路实现其它部分。能够由图18所示的接收装置实现在实施方式1～3中说明的接收动作。

标号说明

1、2、3接收装置；10_1、…、10_n天线元件；11_1、…、11_n无线接收部；12阵列处理部；13阵列控制部；14_1、…、14_n+1延迟分布估计部；15_1、…、15_n+1功率计算部；16合成部；17差分部；18二维映射部；19到来角估计部；20_1、…、20_n功率延迟分布估计部(第1功率延迟分布估计部)；20_n+1功率延迟分布估计部(第2功率延迟分布估计部)；40校正部；60_1、…、60_n信号存储部；61分布存储部；141_nfft部；142_n导频提取部；143_n导频生成部；144_n除法部；145_n插值部；146_nifft部；148_n伪噪声序列生成部；149_n逆扩散部；401傅里叶变换部；402校正系数生成部；403除法部；404傅里叶逆变换部。