一种相位噪声估计的方法及相关装置与流程
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种相位噪声估计的方法及相关装置。
背景技术：
随着对频谱效率要求的不断提高以及低频频谱资源的稀缺，通信系统将会采用更高阶的调制以及更高的载波频率。但是由于高阶调制信号星座点密集程度较大，且相位错误容限小，因而随着载波频率的升高，频率源相位噪声的强度也明显提升，因此相位噪声对于通信系统的影响愈发严重。获取相位噪声并抑制相位噪声对于通信系统性能的提升至关重要。
目前通常采用基于判决反馈的维纳预测方法估计相位噪声。具体为，首先通过计算或者使用训练符号得到维纳预测滤波器系数，并利用之前N个符号上的相位噪声估计值来预测当前符号上的相位噪声，然后，使用预测值对当前符号进行相位噪声补偿并判决，计算出当前符号与其判决结果的相位差作为当前符号相位噪声估计值。
然而，采用上述基于判决反馈的维纳预测方法获取相位噪声估计值的准确度并不高，这是由于相位噪声本身的特征导致的。幅值较大的星座点受白噪声影响较小，其相位噪声估计值比较准确，而幅值较小的星座点受白噪声影响较大，其相位噪声估计值准确度较差，而采用维纳预测方法得到的相位噪声估计值等价于认为各个星座点的相位噪声估计值具有相同的准确度，从而其相位噪声估计性能较差，尤其在高阶调制和白噪声较强的场景下，其相位噪声估计准确度会更差。
技术实现要素：
本发明实施例提供了一种相位噪声估计的方法及相关装置，能够在高阶调制和白噪声较强的场景下，仍可以得到精度较高的相位噪声估计值，且估计精度不会受到噪声影响。
有鉴于此，本发明第一方面提供了一种相位噪声估计的方法，包括：
相位噪声估计装置首先获取待处理载波信号，其中，待处理载波信号是由本地振荡器产生的；
接下来相位噪声估计装置采用目标时延值对待处理载波信号进行处理，也就是对待处理载波信号做时延处理，时延为待处理载波信号从本地振荡器到时延模块，再到相位噪声估计模块的一段传输时间；
然后相位噪声估计装置对第一时延载波信号进行相位调整，可以将第一时延载波信号向前调整π/2的相位，以此得到第二时延载波信号；
最后，相位噪声估计装置根待处理载波信号，增加时延后得到的第一时延载波信号，以及经过相位调整的第二时延载波信号，可以计算得到相位噪声估计值。
本发明实施例中，提供了一种相位噪声估计的方法，采用提前设定好的目标时延值对待处理载波信号进行处理，得到第一时延载波信号，再对该第一时延载波信号进行相位调整，得到第二时延载波信号，最后利用待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。通过上述方式，采用目标时延值来获取相位噪声估计值，可以对不同的星座点进行有针对性地相位噪声估计值，从而能够在高阶调制和白噪声较强的场景下，仍可以得到精度较高的相位噪声估计值，且估计精度不会受到噪声影响。
结合本发明实施例的第一方面，在第一种可能的实现方式中，相位噪声估计装置采用目标时延值对所述待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号的步骤可以包括：
在相位噪声估计装置计算第一时延载波信号的过程中，需要利用预先设置的目标时延值对待处理载波信号进行计算，得到第一时延载波信号，然后，再根据计算得到的第一时延载波信号做相位上的调整，得到第二时延载波信号。
其次，本发明实施例中，相位噪声估计装置首先需要根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的所述第一时延载波信号，再根据第一时延载波信号计算第二时延载波信号。通过上述方式，可以提升方案的可行性和可操作性。
结合本发明实施例的第一方面的第一种可能实现方式，在第二种可能的实现方式中，相位噪声估计装置根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的第一时延载波信号，可以包括：
按照如下方式计算第一时延载波信号：
yA(t)＝A sin(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，yA(t)表示第一时延载波信号，A表示信号振幅值，w(t-τ)表示无相位噪声时载波信号在(t-τ)时刻的相位值，t表示第t个时刻，τ表示目标时延值，φ(t-τ)表示载波信号在(t-τ)时刻有相位噪声引入的相位值。
再次，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的第一时延载波信号，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
结合本发明实施例的第一方面的第二种可能实现方式，在第三种可能的实现方式中，相位噪声估计装置根据第一时延载波信号计算第二时延载波信号，可以包括：
按照如下方式计算第二时延载波信号：
yB(t)＝A cos(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，yB(t)表示第二时延载波信号。
进一步地，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何根据所述第一时延载波信号计算所述第二时延载波信号，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
结合本发明实施例的第一方面以及第一方面第一至第三种中任一种实现方式，在第四种可能的实现方式中，相位噪声估计装置根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值，可以包括：
首先相位噪声估计装置根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，与此同时，相位噪声估计装置根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值；
然后相位噪声估计装置根据第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差；
最后相位噪声估计装置可以根据目标时延值所对应的相位差确定相位噪声估计值。
更进一步地，本发明实施例中，介绍了相位噪声估计装置如何根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值的方法，具体可以是先根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，并根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值，再根据第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差，最后根据目标时延值所对应的相位差确定相位噪声估计值。通过上述方法，可以提升方案的实用性和可行性，为计算相位噪声估计值提供实现依据，从而有利于增强方案的可操作性。
结合本发明实施例的第一方面的第四种可能实现方式，在第五种可能的实现方式中，相位噪声估计装置根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，并根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值，可以包括：
相位噪声估计装置按照如下方式计算第一乘积值：
zA(t)＝y(t)×yA(t)；
其中，zA(t)表示第一乘积值，y(t)表示待处理载波信号，yA(t)表示第一时延载波信号；
按照如下方式计算第二乘积值：
zB(t)＝y(t)×yB(t)；
其中，zB(t)表示第二乘积值，yB(t)表示第二时延载波信号。
再进一步地，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，以及根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
结合本发明实施例的第一方面的第五种可能实现方式，在第六种可能的实现方式中，相位噪声估计装置根据第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差，可以包括：
按照如下方式计算目标时延值所对应的相位差：
其中，[φ(t-τ)-φ(t)]表示目标时延值所对应的相位差，φ(t-τ)表示相位噪声在(t-τ)时刻的相位值，φ(t)表示相位噪声在t时刻的相位值，A表示信号振幅值，w表示信号的频率值，τ表示目标时延值。
又进一步地，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何计算目标时延值所对应的相位差，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
结合本发明实施例的第一方面，在第七种可能的实现方式中，相位噪声估计装置根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及所述第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值之后，还可以包括：
如果是在在单载波系统中，那么可以根据相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的所述待发射信号，其中，待发射信号经过离散傅里叶变换，
或，
如果是在多载波系统中，那么可以根据相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的待发射信号，其中，待发射信号未经过离散傅里叶变换。
其次，本发明实施例中，在相位噪声估计装置得到相位噪声估计值之后，若在发射端侧，还能够在单载波系统或者多载波系统中对发射信号进行相位补偿。通过上述方式，可以将本方案应用于多种类型的系统，对于单载波系统和多载波系统都能适用，从而提升方案的多样性和实用性。
结合本发明实施例的第一方面，在第八种可能的实现方式中，根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值之后，还可以包括：
如果是在单载波系统中，那么可以根据相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的已接收信号，其中，已接收信号解调时经过离散傅里叶逆变换，
或，
如果是在多载波系统中，那么可以根据相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的已接收信号，其中，已接收信号解调时未经过离散傅里叶逆变换。
其次，本发明实施例中，在相位噪声估计装置得到相位噪声估计值之后，若在接收端侧，还能够在单载波系统或者多载波系统中对已接收信号进行相位补偿。通过上述方式，可以将本方案应用于多种类型的系统，对于单载波系统和多载波系统都能适用，从而提升方案的多样性和实用性。
本发明第二方面提供一种相位噪声估计装置，包括：
第一获取模块，用于获取待处理载波信号；
处理模块，用于采用目标时延值对第一获取模块获取的待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，目标时延值为预先设定的；
第二获取模块，用于根据处理模块处理得到的第一时延载波信号获取第二时延载波信号，第二时延载波信号为第一时延载波信号经过相位调整后得到的；
计算模块，用于根据第一获取模块获取的待处理载波信号、处理模块处理的第一时延载波信号以及第二获取模块获取的第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。
结合本发明实施例的第二方面，在第一种可能的实现方式中，处理模块可以包括：
第一计算单元，用于根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的第一时延载波信号；
第二获取模块可以包括：
第二计算单元，用于根据第一计算单元计算得到的第一时延载波信号计算第二时延载波信号。
结合本发明实施例的第二方面的第一种可能实现方式，在第二种可能的实现方式中，第一计算单元可以包括：
第一计算子单元，用于按照如下方式计算第一时延载波信号：
yA(t)＝A sin(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，yA(t)表示第一时延载波信号，A表示信号振幅值，w(t-τ)表示无相位噪声时载波信号在(t-τ)时刻的相位值，t表示第t个时刻，τ表示目标时延值，φ(t-τ)表示载波信号在(t-τ)时刻有相位噪声引入的相位值。
结合本发明实施例的第二方面的第二种可能实现方式，在第三种可能的实现方式中，第二计算单元可以包括：
第二计算子单元，用于按照如下方式计算第二时延载波信号：
yB(t)＝A cos(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，yB(t)表示第二时延载波信号。
结合本发明实施例的第二方面以及第二方面第一至第三种中任一种实现方式，在第四种可能的实现方式中，计算模块可以包括：
第三计算单元，用于根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，并根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值；
第四计算单元，用于根据第三计算单元计算得到的第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差；
确定单元，用于根据第四计算单元计算得到的目标时延值所对应的相位差确定相位噪声估计值。
结合本发明实施例的第二方面的第四种可能实现方式，在第五种可能的实现方式中，第三计算单元可以包括：
第三计算子单元，用于按照如下方式计算第一乘积值：
zA(t)＝y(t)×yA(t)；
其中，zA(t)表示第一乘积值，y(t)表示待处理载波信号，yA(t)表示第一时延载波信号；
第四计算子单元，用于按照如下方式计算第二乘积值：
zB(t)＝y(t)×yB(t)；
其中，zB(t)表示第二乘积值，yB(t)表示第二时延载波信号。
结合本发明实施例的第二方面的第五种可能实现方式，在第六种可能的实现方式中，第四计算单元可以包括：
第五计算子单元，用于按照如下方式计算目标时延值所对应的相位差：
其中，[φ(t-τ)-φ(t)]表示目标时延值所对应的相位差，φ(t-τ)表示相位噪声在(t-τ)时刻的相位值，φ(t)表示相位噪声在t时刻的相位值，A表示信号振幅值，w表示信号的频率值，τ表示目标时延值。
结合本发明实施例的第二方面，在第七种可能的实现方式中，相位噪声估计装置还可以包括：
第一补偿模块，用于计算模块根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值之后，在单载波系统中，根据相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的待发射信号，其中，待发射信号经过离散傅里叶变换，
或，
在多载波系统中，根据相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的待发射信号，其中，待发射信号未经过离散傅里叶变换。
结合本发明实施例的第二方面，在八种可能的实现方式中，相位噪声估计装置还可以包括：
第二补偿模块，用于根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值之后，在单载波系统中，根据相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的已接收信号，其中，已接收信号解调时经过离散傅里叶逆变换，
或，
在多载波系统中，根据相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的已接收信号，其中，已接收信号解调时未经过离散傅里叶逆变换。
本发明三方面提供一种相位噪声估计装置，包括：存储器、收发器、处理器以及总线系统；
其中，存储器用于存储程序；
处理器用于执行所述存储器中的程序，具体如下步骤：
获取待处理载波信号；
采用目标时延值对所述待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，目标时延值为预先设定的；
根据第一时延载波信号获取第二时延载波信号，第二时延载波信号为所述第一时延载波信号经过相位调整后得到的；
根据所述待处理载波信号、所述第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。
可选地，处理器具体用于执行如下步骤：
根据所述目标时延值计算所述待处理载波信号所对应的所述第一时延载波信号；
根据第一时延载波信号计算第二时延载波信号。
可选地，处理器具体用于执行如下步骤：
按照如下方式计算第一时延载波信号：
yA(t)＝A sin(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，yA(t)表示第一时延载波信号，A表示信号振幅值，w(t-τ)表示无相位噪声时载波信号在(t-τ)时刻的相位值，t表示第t个时刻，τ表示目标时延值，φ(t-τ)表示载波信号在(t-τ)时刻有相位噪声引入的相位值。
可选地，处理器具体用于执行如下步骤：
按照如下方式计算第二时延载波信号：
yB(t)＝A cos(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，yB(t)表示第二时延载波信号。
可选地，处理器具体用于执行如下步骤：
根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，并根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值；
根据第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差；
根据目标时延值所对应的相位差确定相位噪声估计值。
可选地，处理器具体用于执行如下步骤：
按照如下方式计算所述第一乘积值：
zA(t)＝y(t)×yA(t)；
其中，zA(t)表示所述第一乘积值，y(t)表示待处理载波信号，yA(t)表示第一时延载波信号；
按照如下方式计算第二乘积值：
zB(t)＝y(t)×yB(t)；
其中，zB(t)表示第二乘积值，yB(t)表示第二时延载波信号。
可选地，处理器具体用于执行如下步骤：
按照如下方式计算目标时延值所对应的相位差：
其中，[φ(t-τ)-φ(t)]表示目标时延值所对应的相位差，φ(t-τ)表示相位噪声在(t-τ)时刻的相位值，φ(t)表示相位噪声在t时刻的相位值，A表示信号振幅值，w表示信号的频率值，τ表示目标时延值。
可选地，处理器还用于执行如下步骤：
在单载波系统中，根据相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的待发射信号，其中，待发射信号经过离散傅里叶变换，
或，
在多载波系统中，根据相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的待发射信号，其中，待发射信号未经过离散傅里叶变换。
可选地，处理器还用于执行如下步骤：
在单载波系统中，根据相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的已接收信号，其中，已接收信号解调时经过离散傅里叶逆变换，
或，
在多载波系统中，根据相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的已接收信号，其中，已接收信号解调时未经过离散傅里叶逆变换。
从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：
本发明实施例中，提供了一种相位噪声估计的方法，由相位噪声估计装置采用提前设定好的目标时延值对待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，再对该第一时延载波信号进行相位调整，并得到第二时延载波信号，最后利用待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。通过上述方式，采用目标时延值来获取相位噪声估计值，能够在高阶调制和白噪声较强的场景下，仍可以得到精度较高的相位噪声估计值，且估计精度不会受到噪声影响。
附图说明
图1为本发明实施例中相位噪声估计的结构示意图；
图2为本发明实施例中相位噪声估计的方法一个实施例示意图；
图3为本发明实施例中一种用于单载波系统发射端的相位噪声估计的结构示意图；
图4为本发明实施例中一种用于多载波系统发射端的相位噪声估计的结构示意图；
图5为本发明实施例中一种用于单载波系统接收端的相位噪声估计的结构示意图；
图6为本发明实施例中一种用于多载波系统接收端的相位噪声估计的结构示意图；
图7为本发明实施例中相位噪声估计装置一个实施例示意图；
图8为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个实施例示意图；
图9为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个实施例示意图；
图10为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个实施例示意图；
图11为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个实施例示意图；
图12为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个实施例示意图；
图13为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个实施例示意图；
图14为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个实施例示意图；
图15为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个实施例示意图；
图16为本发明实施例中相位噪声估计装置一个结构示意图；
图17为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个结构示意图；
图18为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个结构示意图；
图19为本发明实施例中相位噪声估计装置另一个结构示意图。
具体实施方式
本发明实施例提供了一种相位噪声估计的方法及相关装置，能够在高阶调制和白噪声较强的场景下，仍可以得到精度较高的相位噪声估计值，且估计精度不会受到噪声影响。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
应理解，本发明实施例的技术方案可以应用于各种通信系统，例如：全球移动通讯(英文全称：Global System of Mobile communication，英文缩写：GSM)系统、码分多址(英文全称：Code Division Multiple Access，英文缩写：CDMA)系统、宽带码分多址(英文全称：Wideband Code Division Multiple Access，英文缩写：WCDMA)系统、通用分组无线业务(英文全称：General Packet Radio Service，英文缩写：GPRS)、长期演进(英文全称：Long Term Evolution，英文缩写：LTE)系统、LTE频分双工(英文全称：Frequency Division Duplex，英文缩写：FDD)系统、LTE时分双工(英文全称：Time Division Duplex，英文缩写：TDD)、通用移动通信系统(英文全称：Universal Mobile Telecommunication System，英文缩写：UMTS)或全球互联微波接入(英文全称：Worldwide Interoperability for Microwave Access，英文缩写：WiMAX)通信系统等。
应理解，本发明中的“载波信号”等同于“载频信号”，此处均以“载波信号”为例进行说明，然而单载波系统与多载波系统分别为单载波信号系统以及多载波信号系统。
应理解，本发明可以具体应用于图1所示的相位噪声估计结构中，该结构中所包括的模块之间具有一定的连接关系，需要说明的是，本例中各模块之间的连接关系仅是一种示例，并不应理解为是对本相位噪声估计结构的限定。
如图1所示，本地振荡器生成载波信号，该载波信号会通过时延模块以及相位噪声估计模块。时延模块对载波信号产生一定的时延，由相位噪声估计模块同时接收有时延的载波信号以及无时延的载波信号，从而对不同时间间隔的相位跳变进行估计，最后由相位噪声消除模块对发射信号或者接收信号进行补偿。
对于发射机和接收机而言，都具有本地振荡器、时延模块、相位噪声估计模块、相位噪声消除模块以及天线，其中，天线是一种变换器，它把传输线上传播的导行波，变换成在无界媒介中传播的电磁波，或者进行相反的变换。一般天线都具有可逆性，即同一副天线既可用作发射天线，也可用作接收天线。同一天线作为发射或接收的基本特性参数是相同的。这就是天线的互易定理。不同的是，发射机需要通过天线发射信号，而接收机是通过天线接收信号，并对接收到的信号进行解调处理。
请参阅图2，本发明实施例中相位噪声估计的方法一个实施例包括：
101、获取待处理载波信号；
本实施例中，相位噪声估计装置首先获取待处理载波信号，其中，待处理载波信号是由本地振荡器产生的，本地振荡器(英文全称：Local Oscillator)是用来产生重复电子讯号(通常是正弦波或方波)的电子元件。其构成的电路叫振荡电路。能将直流电转换为具有一定频率交流电信号输出的电子电路或装置。本地振荡器种类很多，按振荡激励方式可分为自激振荡器和他激振荡器，按电路结构可分为阻容振荡器、电感电容振荡器、晶体振荡器和音叉振荡器等，按输出波形可分为正弦波、方波和锯齿波等振荡器。
由本地振荡器产生的待处理载波信号，就是把普通信号加载到一定频率的高频信号上，在没有加载普通信号的高频信号时，高频信号的波幅是固定的，加载之后波幅就随着普通信号的变化而变化，还可以调相或者调频。载波信号一般要求正弦载波的频率远远高于调制信号的带宽，否则会发生混叠，使传输信号失真。
102、采用目标时延值对待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，目标时延值为预先设定的；
本实施例中，然后相位噪声估计装置采用目标时延值对待处理载波信号进行处理，也就是对待处理载波信号做时延处理，本发明中的时延为待处理载波信号从本地振荡器到时延模块，再到相位噪声估计模块的一段传输时间。其中，目标时延值为用户预先设定的总时延。
其中，发送时延＝数据帧长度(b)/信道带宽(b/s)；
传播时延为电磁波在信道中需要传播一定的距离而花费的时间，传播时延＝信道长度(m)/电磁波在信道上的传播速率(m/s)；
处理时延为主机或路由器处理所收到的分组的时间；
排队时延为分组在输入队列中排队等待处理，在输出队列中等待转发，就形成了排队时延。
103、根据第一时延载波信号获取第二时延载波信号，第二时延载波信号为第一时延载波信号经过相位调整后得到的；
本实施例中，相位噪声估计装置对第一时延载波信号进行相位调整，可以将第一时延载波信号向前调整π/2的相位，以此得到第二时延载波信号。
104、根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。
本实施例中，相位噪声估计装置根据本地振荡器产生的待处理载波信号，增加时延后得到的第一时延载波信号，以及经过相位调整的第二时延载波信号，可以计算得到相位噪声估计值。
本发明实施例中，提供了一种相位噪声估计的方法，采用提前设定好的目标时延值对待处理载波信号进行处理，得到第一时延载波信号，再对该第一时延载波信号进行相位调整，得到第二时延载波信号，最后利用待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。通过上述方式，采用目标时延值来获取相位噪声估计值，可以对不同的星座点进行有针对性地相位噪声估计值，从而能够在高阶调制和白噪声较强的场景下，仍可以得到精度较高的相位噪声估计值，且估计精度不会受到噪声影响。
可选地，在上述图2对应的实施例的基础上，本发明实施例提供的相位噪声估计的方法第一个可选实施例中，采用目标时延值对待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，可以包括：
根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的第一时延载波信号；
根据第一时延载波信号获取第二时延载波信号，可以包括：
根据第一时延载波信号计算第二时延载波信号。
本实施例中，在相位噪声估计装置计算第一时延载波信号的过程中，需要利用预先设置的目标时延值对待处理载波信号进行计算，然后，再根据计算得到的第一时延载波信号，做相位上的调整，得到第二时延载波信号。
其次，本发明实施例中，相位噪声估计装置首先需要根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的所述第一时延载波信号，再根据第一时延载波信号计算第二时延载波信号。通过上述方式，可以提升方案的可行性和可操作性。
可选地，在上述图2对应的第一个实施例的基础上，本发明实施例提供的相位噪声估计的方法第二个可选实施例中，根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的第一时延载波信号，可以包括：
按照如下方式计算第一时延载波信号：
yA(t)＝A sin(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，yA(t)表示第一时延载波信号，A表示信号振幅值，w(t-τ)表示无相位噪声时载波信号在(t-τ)时刻的相位值，t表示第t个时刻，τ表示目标时延值，φ(t-τ)表示载波信号在(t-τ)时刻有相位噪声引入的相位值。
本实施例中，具体说明了一种计算第一时延载波信号的公式，也就是第一时延载波信号在某个时刻t上，所得到的信号波形为其中，A表示信号振幅值，w(t-τ)表示信号在(t-τ)时刻的相位值，t表示第t个时刻，τ表示目标时延值，φ(t-τ)表示载波信号在(t-τ)时刻有相位噪声引入的相位值。
振幅值是指振动的物理量可能达到的最大值，通常以A表示。它是表示振动的范围和强度的物理量。频率值是单位时间内完成周期性变化的次数，是描述周期运动频繁程度的量，相位值是对于一个波，特定的时刻在它循环中的位置，一种它是否在波峰、波谷或它们之间的某点的标度。
再次，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的第一时延载波信号，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
可选地，在上述图2对应的第二个实施例的基础上，本发明实施例提供的相位噪声估计的方法第三个可选实施例中，根据所述第一时延载波信号计算所述第二时延载波信号，包括：
按照如下方式计算第二时延载波信号：
yB(t)＝A cos(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，yB(t)表示第二时延载波信号。
本实施例中，将第一时延载波信号进行相位变化，从正弦波转换为余弦波，即可以将yA(t)＝A sin(w(t-τ)+φ(t-τ))通过相位变化从而得到第二时延载波信号yB(t)＝A cos(w(t-τ)+φ(t-τ))。
余弦波可以看成是由正弦波平移适当的周期形成的波形，与正弦波的相位差为π/2+2nπ，n为整数。
进一步地，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何根据所述第一时延载波信号计算所述第二时延载波信号，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
可选地，在上述图2以及图2对应的第一至第三个实施例中任一项的基础上，本发明实施例提供的相位噪声估计的方法第四个可选实施例中，根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值，可以包括：
根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，并根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值；
根据第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差；
根据目标时延值所对应的相位差确定相位噪声估计值。
本实施例中，相位噪声估计装置利用待处理载波信号与第一时延载波信号得到第一乘积值，同样地，利用待处理载波信号与第二时延载波信号，还可以计算得到第二乘积值，通过第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差。
其中，相位差与相位噪声估计值之间也具有一定的计算关系，可以通过相位差计算得到相位噪声估计值，可以理解的是，在实际应用中，可以采用最小均方预测算法计算得到相位噪声估计值，当然，还有其他类型的算法可估算得到相位噪声估计值，此处不作限定。
更进一步地，本发明实施例中，介绍了相位噪声估计装置如何根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值的方法，具体可以是先根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，并根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值，再根据第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差，最后根据目标时延值所对应的相位差确定相位噪声估计值。通过上述方法，可以提升方案的实用性和可行性，为计算相位噪声估计值提供实现依据，从而有利于增强方案的可操作性。
可选地，在上述图2对应的第四个实施例的基础上，本发明实施例提供的相位噪声估计的方法第五个可选实施例中，根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，并根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值，可以包括：
按照如下方式计算第一乘积值：
zA(t)＝y(t)×yA(t)；
其中，zA(t)表示第一乘积值，y(t)表示待处理载波信号，yA(t)表示第一时延载波信号；
按照如下方式计算第二乘积值：
zB(t)＝y(t)×yB(t)；
其中，zB(t)表示第二乘积值，yB(t)表示第二时延载波信号。
本实施例中，利用相应的公式分别计算中间量第一乘积值和第二乘积值，利用第一乘积值和第二乘积值就可以进一步计算目标时延值所对应的相位差。
再进一步地，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，以及根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
可选地，在上述图2对应的第五个实施例的基础上，本发明实施例提供的相位噪声估计的方法第六个可选实施例中，根据第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差，可以包括：
按照如下方式计算目标时延值所对应的相位差：
其中，[φ(t-τ)-φ(t)]表示目标时延值所对应的相位差，φ(t-τ)表示相位噪声在(t-τ)时刻的相位值，φ(t)表示相位噪声在t时刻的相位值，A表示信号振幅值，w表示信号的频率值，τ表示目标时延值。
本实施例中，相位噪声估计装置通过上述提供的计算公式，即可计算出目标时延值所对应的相位差。[φ(t-τ)-φ(t)]表示目标时延值所对应的相位差，根据目标时延值所对应的相位差就可以确定相位噪声估计值。
又进一步地，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何计算目标时延值所对应的相位差，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
为便于理解，下面可以以一个具体应用场景对本发明中计算得到时延为目标时延值的相位差进行详细描述，具体为：
假设本地振荡器产生的信号为：
y(t)＝A sin(wt+φ(t))；
其中，w＝2πf，f为载波频率，为相位噪声。
通过时延模块后，得到延时信号：
yA(t)＝A sin(w(t-τ)+φ(t-τ))；
对延时信号yA(t)进行相位调整，可以得到：
yB(t)＝A cos(w(t-τ)+φ(t-τ))；
对上述信号yA(t)和信号yB(t)进行乘积和滤波，可以分别得到：
由于φ(t-τ)-φ(t)为零均值的随机变量，可以通过平均得到：
从而可以求得：
从而可以求出时延为τ的相位差。
可选地，在上述图2对应的实施例的基础上，本发明实施例提供的相位噪声估计的方法第七个可选实施例中，根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值之后，还可以包括：
在单载波系统中，根据相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的待发射信号，其中，待发射信号经过离散傅里叶变换，
或，
在多载波系统中，根据相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的待发射信号，其中，待发射信号未经过离散傅里叶变换。
本实施例中，相位噪声估计装置还可以具体应用于单载波系统或者多载波系统。在单载波系统中有一个预编码过程，也就是先进行离散傅里叶变换(英文全称：Discrete Fourier Transformation，英文缩写：DFT)变换，因此分配给子载波的数据是傅里叶变换过的，也就是频域数据，再经过快速傅里叶逆变换(英文全称：Inverse Fast Fourier Transformation，英文缩写：IFFT)，数据又恢复了时域的顺序。虽然FFT和IFFT的点数不同，但调制后的数据会在分配的子载波频段上保留原数据的波形包络，可以看作是单载波。
而多载波系统中采用了多个载波信号。多载波系统将高速串行的数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。每个子信道上的信号带宽小于信道的相干带宽，因此每个子信道上可以看成平坦性衰落，从而可以消除码间串扰，而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。
本发明中单载波系统将以单载波频分多址(英文全称：Single-carrier Frequency-Division Multiple Access，英文缩写：SC-FDMA)为例进行介绍，而多载波系统将以正交频分多址(英文全称：Orthogonal Frequency Division Multiple Access，英文缩写：OFDMA)为例进行介绍。
为了便于理解，请参阅图3以及图4，图3为本发明实施例中一种用于单载波系统发射端的相位噪声估计的结构示意图，图4为本发明实施例中一种用于多载波系统发射端的相位噪声估计的结构示意图，如图所示，当虚线框中的DFT模块不存在时，即为OFDMA系统的发射侧应用，当虚线框中的DFT模块存在时，即为SC-FDMA系统的发射侧应用。
发射端编码后的比特数据经正交振幅调制(英文全称：Quadrature Amplitude Modulation，英文缩写：QAM)映射，离散傅里叶变换(英文全称：Discrete Fourier Transform，英文缩写：DFT)预编码(其中，OFDMA系统无此过程)，子载波映射，IFFT，添加循环前缀(英文全称：Cyclic Prefix，英文缩写：CP)，相噪预补偿之后经由射频模块发射出去。
与传统的OFDMA或者SC-FMDA系统发射侧相比，本实施例中添加了相噪预补偿模块，即大虚线框中的各个单元。相噪预补偿模块进行预补偿时所需的相噪由虚线框中的相噪估计预测模块产生。在相噪估计预测模块中，本振信号y(t)经延时模块处理之后得到延时信号yA(t)，对延时信号yA(t)进行相位调整之后得到延时信号yB(t)。本振信号y(t)分别与延时信号yA(t)和yB(t)相乘，经低通滤波以及模数转换后可以对发射侧本振信号的相位跳变进行估计和预测。
其次，本发明实施例中，在相位噪声估计装置得到相位噪声估计值之后，若在发射端侧，还能够在单载波系统或者多载波系统中对发射信号进行相位补偿。通过上述方式，可以将本方案应用于多种类型的系统，对于单载波系统和多载波系统都能适用，从而提升方案的多样性和实用性。
可选地，在上述图2对应的实施例的基础上，本发明实施例提供的相位噪声估计的方法第七个可选实施例中，根据所述待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值之后，还可以包括：
在单载波系统中，根据相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的已接收信号，其中，已接收信号经过离散傅里叶逆变换，
或，
在多载波系统中，根据相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的已接收信号，其中，已接收信号未经过离散傅里叶逆变换。
本实施例中，相位噪声估计装置还可以具体应用于单载波系统或者多载波系统。本发明中单载波系统将以SC-FDMA为例进行介绍，而多载波系统将以OFDMA为例进行介绍。
为了便于理解，请参阅图5以及图6，图5为本发明实施例中一种用于单载波系统接收端的相位噪声估计的结构示意图，图6为本发明实施例中一种用于多载波系统接收端的相位噪声估计的结构示意图，如图所示，当虚线框中的离散傅里叶逆变换(英文全称：Inverse Discrete Fourier Transform，英文缩写：IDFT)模块不存在时，即为OFDMA系统的接收侧应用，当虚线框中的DFT模块存在时，即为SC-FDMA系统的接收侧应用。
接收端采样后的数据经相噪补偿，去除CP，FFT，子载波映射或均衡，IDFT(OFDMA系统无此过程)，QAM解映射后送至译码器进行译码处理。在该实施例中，相噪补偿既可以在去CP模块之前进行也可以在均衡之前进行。与传统的OFDMA或者SC-FMDA系统接收侧相比，该实施例中的相噪估计预测模块通过计算本振信号与本振延时信号之间的相位差来预测相位噪声的跳变。在相噪估计预测模块中，本振信号y(t)经延时模块处理之后得到延时信号yA(t)，对延时信号yA(t)进行相位调整之后得到延时信号yB(t)。本振信号y(t)分别与延时信号yA(t)和yB(t)相乘，经低通滤波以及模数转换后可以对接收侧本振信号的相位跳变进行估计和预测。
其次，本发明实施例中，在相位噪声估计装置得到相位噪声估计值之后，若在接收端侧，还能够在单载波系统或者多载波系统中对已接收信号进行相位补偿。通过上述方式，可以将本方案应用于多种类型的系统，对于单载波系统和多载波系统都能适用，从而提升方案的多样性和实用性。
下面对本发明中的相位噪声估计装置进行详细描述，请参阅图7，本发明实施例中的相位噪声估计装置20包括：
第一获取模块201，用于获取待处理载波信号；
处理模块202，用于采用目标时延值对所述第一获取模块201获取的所述待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，所述目标时延值为预先设定的；
第二获取模块203，用于根据所述处理模块202处理得到的所述第一时延载波信号获取第二时延载波信号，所述第二时延载波信号为所述第一时延载波信号经过相位调整后得到的；
计算模块204，用于根据所述第一获取模块201获取的所述待处理载波信号、所述处理模块202处理的所述第一时延载波信号以及所述第二获取模块203获取的所述第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。
本实施例中，第一获取模块201获取待处理载波信号，处理模块202采用目标时延值对所述第一获取模块201获取的所述待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，所述目标时延值为预先设定的，第二获取模块203根据所述处理模块202处理得到的所述第一时延载波信号获取第二时延载波信号，所述第二时延载波信号为所述第一时延载波信号经过相位调整后得到的，计算模块20根据所述第一获取模块201获取的所述待处理载波信号、所述处理模块202处理的所述第一时延载波信号以及所述第二获取模块203获取的所述第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。
本发明实施例中，提供了一种相位噪声估计装置，由相位噪声估计装置先接收待处理载波信号，然后采用提前设定好的目标时延值对待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，再对该第一时延载波信号进行相位调整，并得到第二时延载波信号，最后利用待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。通过上述方式，采用目标时延值来获取相位噪声估计值，可以对不同的星座点进行有针对性地相位噪声估计值，从而能够在高阶调制和白噪声较强的场景下，仍可以得到精度较高的相位噪声估计值，且估计精度不会受到噪声影响。
可选地，在上述图7所对应的实施例的基础上，请参阅图8，本发明实施例提供的相位噪声估计装置另一实施例中，
所述处理模块202包括：
第一计算单元2021，用于根据所述目标时延值计算所述待处理载波信号所对应的所述第一时延载波信号；
所述第二获取模块203包括：
第二计算单元2031，用于根据所述第一计算单元2021计算得到的所述第一时延载波信号计算所述第二时延载波信号。
其次，本发明实施例中，相位噪声估计装置首先需要根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的所述第一时延载波信号，再根据第一时延载波信号计算第二时延载波信号。通过上述方式，可以提升方案的可行性和可操作性。
可选地，在上述图8所对应的实施例的基础上，请参阅图9，本发明实施例提供的相位噪声估计装置另一实施例中，
所述第一计算单元2021包括：
第一计算子单元20211，用于按照如下方式计算所述第一时延载波信号：
yA(t)＝A sin(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，所述yA(t)表示所述第一时延载波信号，所述A表示信号振幅值，所述w(t-τ)表示无相位噪声时载波信号在(t-τ)时刻的相位值，所述t表示第t个时刻，所述τ表示所述目标时延值，所述φ(t-τ)表示载波信号在(t-τ)时刻有相位噪声引入的相位值。
再次，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何根据目标时延值计算待处理载波信号所对应的第一时延载波信号，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
可选地，在上述图9所对应的实施例的基础上，请参阅图10，本发明实施例提供的相位噪声估计装置另一实施例中，
所述第二计算单元2031包括：
第二计算子单元20311，用于按照如下方式计算所述第二时延载波信号：
yB(t)＝A cos(w(t-τ)+φ(t-τ))；
其中，所述yB(t)表示所述第二时延载波信号。
进一步地，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何根据所述第一时延载波信号计算所述第二时延载波信号，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
可选地，在上述图7、图8、图9或图10所对应的实施例的基础上，请参阅图11，本发明实施例提供的相位噪声估计装置另一实施例中，
所述计算模块204包括：
第三计算单元2041，用于根据所述待处理载波信号与所述第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，并根据所述待处理载波信号与所述第二时延载波信号，计算得到第二乘积值；
第四计算单元2042，用于根据所述第三计算单元2041计算得到的所述第一乘积值以及所述第二乘积值计算所述目标时延值所对应的相位差；
确定单元2043，用于根据所述第四计算单元2042计算得到的所述目标时延值所对应的相位差确定所述相位噪声估计值。
更进一步地，本发明实施例中，介绍了相位噪声估计装置如何根据待处理载波信号、第一时延载波信号以及第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值的方法，具体可以是先根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，并根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值，再根据第一乘积值以及第二乘积值计算目标时延值所对应的相位差，最后根据目标时延值所对应的相位差确定相位噪声估计值。通过上述方法，可以提升方案的实用性和可行性，为计算相位噪声估计值提供实现依据，从而有利于增强方案的可操作性。
可选地，在上述图11所对应的实施例的基础上，请参阅图12，本发明实施例提供的相位噪声估计装置另一实施例中，
所述第三计算单元2041包括：
第三计算子单元20411，用于按照如下方式计算所述第一乘积值：
zA(t)＝y(t)×yA(t)；
其中，所述zA(t)表示所述第一乘积值，所述y(t)表示所述待处理载波信号，所述yA(t)表示所述第一时延载波信号；
第四计算子单元20412，用于按照如下方式计算所述第二乘积值：
zB(t)＝y(t)×yB(t)；
其中，所述zB(t)表示所述第二乘积值，所述yB(t)表示所述第二时延载波信号。
再进一步地，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何根据待处理载波信号与第一时延载波信号，计算得到第一乘积值，以及根据待处理载波信号与第二时延载波信号，计算得到第二乘积值，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
可选地，在上述图12所对应的实施例的基础上，请参阅图13，本发明实施例提供的相位噪声估计装置另一实施例中，
所述第四计算单元2042包括：
第五计算子单元20421，用于按照如下方式计算所述目标时延值所对应的相位差：
其中，所述[φ(t-τ)-φ(t)]表示所述目标时延值所对应的相位差，所述φ(t-τ)表示相位噪声在(t-τ)时刻的相位值，所述φ(t)表示相位噪声在t时刻的相位值，所述A表示信号振幅值，所述w表示信号的频率值，所述τ表示所述目标时延值。
又进一步地，本发明实施例中，提供了相位噪声估计装置如何计算目标时延值所对应的相位差，并介绍了具体的计算公式。通过上述方式，可以提升方案的可行性和实用性。
可选地，在上述图7所对应的实施例的基础上，请参阅图14，本发明实施例提供的相位噪声估计装置另一实施例中，
所述相位噪声估计装置20还包括：
第一补偿模块205，用于所述计算模块204根据所述待处理载波信号、所述第一时延载波信号以及所述第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值之后，在单载波系统中，根据所述相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的所述待发射信号，其中，所述待发射信号经过离散傅里叶变换，
或，
在多载波系统中，根据所述相位噪声估计值对待发射信号进行补偿，并获取补偿后的所述待发射信号，其中，所述待发射信号未经过离散傅里叶变换。
其次，本发明实施例中，在相位噪声估计装置得到相位噪声估计值之后，若在发射端侧，还能够在单载波系统或者多载波系统中对发射信号进行相位补偿。通过上述方式，可以将本方案应用于多种类型的系统，对于单载波系统和多载波系统都能适用，从而提升方案的多样性和实用性。
可选地，在上述图7所对应的实施例的基础上，请参阅图15，本发明实施例提供的相位噪声估计装置另一实施例中，
所述相位噪声估计装置20还包括：
第二补偿模块206，用于根据所述待处理载波信号、所述第一时延载波信号以及所述第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值之后，在单载波系统中，根据所述相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的所述已接收信号，其中，所述已接收信号解调时经过离散傅里叶逆变换，
或，
在多载波系统中，根据所述相位噪声估计值对已接收信号进行补偿，并获取补偿后的所述已接收信号，其中，所述已接收信号解调时未经过离散傅里叶逆变换。
其次，本发明实施例中，在相位噪声估计装置得到相位噪声估计值之后，若在接收端侧，还能够在单载波系统或者多载波系统中对已接收信号进行相位补偿。通过上述方式，可以将本方案应用于多种类型的系统，对于单载波系统和多载波系统都能适用，从而提升方案的多样性和实用性。
图16示出一种对信号进行处理和发射的终端结构，实际应用中，可以根据实际需要对终端的结构进行取舍或增加使用。若实施例中结合该图进行描述实施例，则建议同时布局其它具有更简化的通用功能结构的附图和对应实施例。
图16中，终端包括控制器、导频生成器、控制信道信号生成器、数据生成器、复用器(英文全称：Multiplexer，英文缩写：MUX)、串-并(英文全称：Serial-to-Parallel,英文缩写：S/P)转换器、FFT处理器、映射器、IFFT、并-串(英文全称：Parallel-to-Serial，英文缩写：P/S)转换器、正交码生成器、乘法器、CP添加器和天线。
控制器对发送器的操作提供总体控制，并产生MUX、FFT处理器、映射器、导频生成器、控制信道信号生成器、数据生成器和正交码生成器所需的控制信号。提供给导频生成器的控制信号指示了用于产生导频序列的序列索引和时域循环移位值。和上行控制信息以及数据传输相关联的控制信号被提供给控制信道信号生成器和数据生成器。
MUX根据由从控制器接收到的控制信号所指示的信息复用从导频生成器、数据生成器和控制信道信号生成器接收到的导频信号、数据信号和控制信道信。映射器根据从控制器接收到的定时信息和频率分配信息把复用的信号映射到频率资源。
S/P转换器把来自MUX的复用信号转换为并行信号，并将其提供给FFT处理器。FFT处理器的输入/输出大小根据从控制器接收到的控制信号变化。映射器把来自FFT处理器的FFT信号映射到频率资源。IFFT处理器把被映射的频率信号转换为时间信号，并且P/S转换器串行化所述时间信号。乘法器将串行时间信号乘以从正交码生成器产生的正交码。即，正交码生成器根据从控制器接收到的定时信息产生要被施加于将携带控制信息的子帧的时隙的正交码。
CP添加器把CP加到从乘法器接收到的信号，以避免码元间干扰，并通过发射天线发射添加了CP的信号。
本发明实施例还提供了另一种图像显示控制装置，如图17所示，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，具体技术细节未揭示的，请参照本发明实施例方法部分。该终端可以为包括手机、平板电脑、个人数字助理(英文全称：Personal Digital Assistant，英文缩写：PDA)、销售终端(英文全称：Point of Sales，英文缩写：POS)、车载电脑等任意终端设备，以终端为手机为例：
图17示出的是与本发明实施例提供的终端相关的手机的部分结构的框图。参考图17，手机包括：射频(英文全称：Radio Frequency，英文缩写：RF)电路310、存储器320、输入单元330、显示单元340、传感器350、音频电路360、无线保真(英文全称：wireless fidelity，英文缩写：WiFi)模块370、处理器380、以及电源390等部件。本领域技术人员可以理解，图17中示出的手机结构并不构成对手机的限定，可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件布置。
下面结合图17对手机的各个构成部件进行具体的介绍：
RF电路310可用于收发信息或通话过程中，信号的接收和发送，特别地，将基站的下行信息接收后，给处理器380处理；另外，将设计上行的数据发送给基站。通常，RF电路310包括但不限于天线、至少一个放大器、收发信机、耦合器、低噪声放大器(英文全称：Low Noise Amplifier，英文缩写：LNA)、双工器等。此外，RF电路310还可以通过无线通信与网络和其他设备通信。上述无线通信可以使用任一通信标准或协议，包括但不限于全球移动通讯系统(英文全称：Global System of Mobile communication，英文缩写：GSM)、通用分组无线服务(英文全称：General Packet Radio Service，GPRS)、码分多址(英文全称：Code Division Multiple Access，英文缩写：CDMA)、宽带码分多址(英文全称：Wideband Code Division Multiple Access,英文缩写：WCDMA)、长期演进(英文全称：Long Term Evolution，英文缩写：LTE)、电子邮件、短消息服务(英文全称：Short Messaging Service，SMS)等。
存储器320可用于存储软件程序以及模块，处理器380通过运行存储在存储器320的软件程序以及模块，从而执行手机的各种功能应用以及数据处理。存储器320可主要包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需的应用程序(比如声音播放功能、图像播放功能等)等；存储数据区可存储根据手机的使用所创建的数据(比如音频数据、电话本等)等。此外，存储器320可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非易失性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他易失性固态存储器件。
输入单元330可用于接收输入的数字或字符信息，以及产生与手机的用户设置以及功能控制有关的键信号输入。具体地，输入单元330可包括触控面板331以及其他输入设备332。触控面板331，也称为触摸屏，可收集用户在其上或附近的触摸操作(比如用户使用手指、触笔等任何适合的物体或附件在触控面板331上或在触控面板331附近的操作)，并根据预先设定的程式驱动相应的连接装置。可选的，触控面板331可包括触摸检测装置和触摸控制器两个部分。其中，触摸检测装置检测用户的触摸方位，并检测触摸操作带来的信号，将信号传送给触摸控制器；触摸控制器从触摸检测装置上接收触摸信息，并将它转换成触点坐标，再送给处理器380，并能接收处理器380发来的命令并加以执行。此外，可以采用电阻式、电容式、红外线以及表面声波等多种类型实现触控面板331。除了触控面板331，输入单元330还可以包括其他输入设备332。具体地，其他输入设备332可以包括但不限于物理键盘、功能键(比如音量控制按键、开关按键等)、轨迹球、鼠标、操作杆等中的一种或多种。
显示单元340可用于显示由用户输入的信息或提供给用户的信息以及手机的各种菜单。显示单元340可包括显示面板341，可选的，可以采用液晶显示器(英文全称：Liquid Crystal Display，英文缩写：LCD)、有机发光二极管(英文全称：Organic Light-Emitting Diode，英文缩写：OLED)等形式来配置显示面板341。进一步的，触控面板331可覆盖显示面板341，当触控面板331检测到在其上或附近的触摸操作后，传送给处理器380以确定触摸事件的类型，随后处理器380根据触摸事件的类型在显示面板341上提供相应的视觉输出。虽然在图17中，触控面板331与显示面板341是作为两个独立的部件来实现手机的输入和输入功能，但是在某些实施例中，可以将触控面板331与显示面板341集成而实现手机的输入和输出功能。
手机还可包括至少一种传感器350，比如光传感器、运动传感器以及其他传感器。具体地，光传感器可包括环境光传感器及接近传感器，其中，环境光传感器可根据环境光线的明暗来调节显示面板341的亮度，接近传感器可在手机移动到耳边时，关闭显示面板341和/或背光。作为运动传感器的一种，加速计传感器可检测各个方向上(一般为三轴)加速度的大小，静止时可检测出重力的大小及方向，可用于识别手机姿态的应用(比如横竖屏切换、相关游戏、磁力计姿态校准)、振动识别相关功能(比如计步器、敲击)等；至于手机还可配置的陀螺仪、气压计、湿度计、温度计、红外线传感器等其他传感器，在此不再赘述。
音频电路360、扬声器361，传声器362可提供用户与手机之间的音频接口。音频电路360可将接收到的音频数据转换后的电信号，传输到扬声器361，由扬声器361转换为声音信号输出；另一方面，传声器362将收集的声音信号转换为电信号，由音频电路360接收后转换为音频数据，再将音频数据输出处理器380处理后，经RF电路310以发送给比如另一手机，或者将音频数据输出至存储器320以便进一步处理。
WiFi属于短距离无线传输技术，手机通过WiFi模块370可以帮助用户收发电子邮件、浏览网页和访问流式媒体等，它为用户提供了无线的宽带互联网访问。虽然图17示出了WiFi模块370，但是可以理解的是，其并不属于手机的必须构成，完全可以根据需要在不改变发明的本质的范围内而省略。
处理器380是手机的控制中心，利用各种接口和线路连接整个手机的各个部分，通过运行或执行存储在存储器320内的软件程序和/或模块，以及调用存储在存储器320内的数据，执行手机的各种功能和处理数据，从而对手机进行整体监控。可选的，处理器380可包括一个或多个处理单元；可选的，处理器380可集成应用处理器和调制解调处理器，其中，应用处理器主要处理操作系统、用户界面和应用程序等，调制解调处理器主要处理无线通信。可以理解的是，上述调制解调处理器也可以不集成到处理器380中。
手机还包括给各个部件供电的电源390(比如电池)，可选的，电源可以通过电源管理系统与处理器380逻辑相连，从而通过电源管理系统实现管理充电、放电、以及功耗管理等功能。
尽管未示出，手机还可以包括摄像头、蓝牙模块等，在此不再赘述。
在本发明实施例中，该终端所包括的处理器380还具有以下功能：
获取待处理载波信号；
采用目标时延值对所述待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，所述目标时延值为预先设定的；
根据所述第一时延载波信号获取第二时延载波信号，所述第二时延载波信号为所述第一时延载波信号经过相位调整后得到的；
根据所述待处理载波信号、所述第一时延载波信号以及所述第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。
图18示出一种包含对信号处理动作相应的部件的简图。该中结构适合对信号进行顺序处理的方案。图18包含了收发器和处理器中的相应内容。在实际中，可根据方案的具体要求进行取舍，或再增加其它的部件使用。在实施例中若使用该图，建议实施例中同时使用其它较为概括的图。
如图18，基站包括天线、CP去除器、S/P转换器、FFT处理器、解映射器、IFFT处理器、P/S转换器、解复用器(英文全称：Demultiplexer，英文缩写：DEMUX)、控制器、控制信道信号接收机、信道估计器和数据解调器和解码器。
控制器对提供总体控制。其也产生DEMUX、IFFT处理器、解映射器、控制信道信号接收机、信道估计器和数据解调器和解码器所需的控制信号。和UL控制信息和数据有关的控制信号被提供给控制信道信号接收机和数据解调器和解码器2。指示序列索引和时域循环移位值的控制信道信号被提供给信道估计器。序列索引和时域循环移位值被用来产生分配给UE的导频序列。
DEMUX根据从控制器接收到的定时信息把从P/S转换器接收到的信号解复用为控制信道信号、数据信号和导频信号。解映射器根据从控制器接收到的定时信息和频率分配信息，从频率资源中提取那些信号。
在通过天线从UE接收到包括控制信息的信号时，CP去除器从接收到的信号中去除CP。S/P转换把无CP的信号转换为并行信号，并且FFT处理器通过FFT处理所述并行信号。在解映射器中解映射后，FFT信号在IFFT处理器中被转换为时间信号。IFFT处理器的输入/输出大小根据从控制器接收到的控制信号变化。P/S转换器串行化所述IFFT信号，并且DEMUX把串行信号解复用为控制信道信号、导频信号和数据信号。
信道估计器由从DEMUX接收到的导频信号中获取信道估计。控制信道信号接收机通过信道估计对从DEMUX接收到的控制信道信号进行信道补偿，并获取UE所发送的控制信息。数据解调器和解码器通过信道估计对从DEMUX接收到的数据信号进行信道补偿，然后基于控制信息获取UE所发送的数据。
图19是本发明实施例提供的一种服务器结构示意图，该服务器400可因配置或性能不同而产生比较大的差异，可以包括一个或一个以上中央处理器(英文全称：central processing units，英文缩写：CPU)422(例如，一个或一个以上处理器)和存储器432，一个或一个以上存储应用程序442或数据444的存储介质430(例如一个或一个以上海量存储设备)。其中，存储器432和存储介质430可以是短暂存储或持久存储。存储在存储介质430的程序可以包括一个或一个以上模块(图示没标出)，每个模块可以包括对服务器中的一系列指令操作。更进一步地，中央处理器422可以设置为与存储介质430通信，在服务器400上执行存储介质430中的一系列指令操作。
服务器400还可以包括一个或一个以上电源426，一个或一个以上有线或无线网络接口450，一个或一个以上输入输出接口458，和/或，一个或一个以上操作系统441，例如Windows ServerTM，Mac OS XTM，UnixTM,LinuxTM，FreeBSDTM等等。
上述实施例中由服务器所执行的步骤可以基于该图19所示的服务器结构。
其中，CPU 422用于，
获取待处理载波信号；
采用目标时延值对所述待处理载波信号进行处理，并得到第一时延载波信号，所述目标时延值为预先设定的；
根据所述第一时延载波信号获取第二时延载波信号，所述第二时延载波信号为所述第一时延载波信号经过相位调整后得到的；
根据所述待处理载波信号、所述第一时延载波信号以及所述第二时延载波信号计算得到相位噪声估计值。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(英文全称：Read-Only Memory，英文缩写：ROM)、随机存取存储器(英文全称：Random Access Memory，英文缩写：RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
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