频域OFDM符号的接收处理方法与流程

本申请是原案的分案申请，原案的申请号201410326651.x，申请日2014年7月10日，发明创造名称“频域ofdm符号的接收处理方法”。本发明涉及无线广播通信
技术领域：
，特别涉及一种频域ofdm符号的接收处理方法。
背景技术：
：通常为了使ofdm系统的接收端能正确解调出发送端所发送的数据，ofdm系统必须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同步。同时，由于ofdm系统对载波的频偏非常敏感，ofdm系统的接收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法，以对载波频偏进行精确的估计和纠正。目前，ofdm系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实现的。前导符号是ofdm系统的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号做为物理帧的开始(命名为p1符号)，在每个物理帧内只出现一个p1符号或连续出现多个p1符号，它标志了该物理帧的开始。p1符号的用途包括有：1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；2)提供基本传输参数(例如fft点数、帧类型信息等)，以使接收端可以进行后续接收处理；3)检测出初始载波频偏和定时误差，进行补偿后达到频率和定时同步；4)紧急警报或广播系统唤醒。dvb_t2标准中提出了基于cab时域结构的p1符号设计，较好地实现了上述功能。但是，在低复杂度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1024、542、或者482个符号的长多径信道时，利用cab结构进行定时粗同步会发生较大偏差，导致频域上估计载波整数倍频偏出现错误。另外，在复杂频率选择性衰落信道时，例如长多径时，dbpsk差分解码也可能会失效。而且，由于dvb_t2时域结构中没有循环前缀，若和需要进行信道估计的频域结构组合，将造成其频域信道估计性能严重下降的问题。技术实现要素：本发明解决的问题是目前dvb_t2标准及其他标准中，前导符号在复杂频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。为解决上述问题，本发明实施例提供一种频域ofdm符号的接收处理方法，所述频域ofdm符号包括：有效子载波和零序列子载波，其中零序列子载波位于有效子载波的两侧；有效子载波包括固定序列子载波和信令序列子载波，且固定序列子载波和信令序列子载波奇偶交错排列；所述接收处理方法包括如下步骤：在接收到的基带信号中存在期望接收的前导符号的情况下，通过包含信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应的时域信号进行运算，以解出该频域ofdm符号中由信令子载波所携带的信令信息；其中，所述前导符号是基于频域ofdm符号经过傅立叶反变换后得到的时域ofdm符号而生成的。与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：针对特定的频域ofdm符号的结构，在接收到的基带信号中存在期望接收的前导符号的情况下，通过包含信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应的时域信号进行运算，以解出该频域ofdm符号中由信令子载波所携带的信令信息。其中，所述前导符号是基于频域ofdm符号经过傅立叶反变换后得到的时域ofdm符号而生成的。所述频域ofdm符号包括：有效子载波和零序列子载波，其中零序列子载波位于有效子载波的两侧；有效子载波包括固定序列子载波和信令序列子载波，且固定序列子载波和信令序列子载波奇偶交错排列。通过这样特定的频域结构设计，其中固定序列可以作为物理帧中的导频，从而便于接收端对接收到的物理帧中前导符号进行解码解调。附图说明图1是本发明的一种频域ofdm符号的频域载波分布示意图；图2是本发明的一种频域ofdm符号的接收处理方法的具体实施方式的流程示意图。具体实施方式发明人发现目前dvb_t2标准及其他标准中，前导符号在复杂频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。针对上述问题，发明人经过研究，提供了一种频域ofdm符号的接收处理方法，针对特定的频域ofdm符号的结构，在接收到的基带信号中存在期望接收的前导符号的情况下，通过包含信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应的时域信号进行运算，以解出该频域ofdm符号中由信令子载波所携带的信令信息。为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。如图1所示的是本发明的一种频域ofdm符号的频域载波分布示意图。参考图1，频域ofdm符号包括：有效子载波和零序列子载波，其中零序列子载波(如图1中未使用子载波)位于有效子载波的两侧；有效子载波包括固定序列子载波和信令序列子载波，且固定序列子载波和信令序列子载波奇偶交错排列。即固定序列填充至偶子载波(或奇子载波)位置上，相应地，信令序列填充至奇子载波(或偶子载波)位置上，从而在频域的有效子载波上呈现固定序列和信令序列奇偶交错排列的分布状态。而当固定序列和信令序列的长度不一致时，可以通过补零序列子载波的方式来实现固定序列和信令序列奇偶交错排列。其中，信令序列和固定序列的生成方法可以是：从所有可选的固定序列中选择一个固定序列，并生成具有良好的自相关性和互相关性的信令序列集合，且基于该固定序列和信令序列集合中任一信令序列所组成的ofdm符号在经过傅立叶反变换后满足所要求的功率峰均比。一个具体的实施例是，固定序列长度为353，幅值为1，如下式表示：其中，ωn的取值依顺序从左往右按行排列如下表所示：信令序列的个数为512个，且该信令序列集合包括4个信令序列子集合，每个信令序列子集合均包含128个信令序列，信令序列的长度l为353。信令序列的生成公式方法：循环移位的位数(qi,ki,i＝0～2n-1)其中n＝7，表示每个信令序列子集合包含128个信令序列，一共4个子集合共512个信令序列；首先，生成cazac序列：然后，对其进行循环移位：si*(n)＝[s(ki-1),s(ki),...,s(root-1),s(0),...,s(ki-1)]最后，从上述序列的头部开始截取长度为l的序列：sci(n)＝si*(n),n＝0～l-1所得到的序列sci(n)即为所需的第i个信令序列。r为固定序列与信令序列的平均功率比，本例中为1.1)第一个信令序列子集合的root值为353；q值的取值为如下表格中的所有数值：循环移位的位数为如下表格中的所有数值：1052441722492802512932341781163217831112825785134190190991803819122254186308178251277261442712652983282821552843031133152991663421331152251326326148195145185121581621181511822303924930530914418818126514021213710298122281181267178187177352435326938342288277881241201622041742941661575633411018313117116632196372611553414915626733293348300245101186117329352215552)第二个信令序列子集合的root值为367；q值的取值为如下表格中的所有数值：8910151921313439495859717680119120121123140142151154162166171184186188190191193194195198203204207208209210211212214215219220221222223224226228230232233235236237239240241243245249250252254257259260261262263264265266267269271272273275276277278281282283284285286289294297299302303306307310311312313314316317321322323326327329331332334338340342344345347349351356361363366循环移位的位数为如下表格中的所有数值：3)第三个信令序列子集合的root值为359；q值的取值为如下表格中的所有数值：13569121422293032346063656772747678838487888990919294959699112115123124128137141143145149152153154155159164165169175179183186187188189192197199201202203211215219220221223226227228229230234237238239243246248249250252254257258261262273274280282284286288290297298300303308309310312313314317318319320321322323324326333334335336339341342344349351352355循环移位的位数为如下表格中的所有数值：30028780119683309335917933553081062242018226165320339352316241336119166258273302275462625933020646103081651953143302081482751521425182726416912820721246142913451143061791093363221492702532071522619012813719626836402532926415322134111624556017125100202379311517423914817037328372532373553928822522314016314526475292822522703026227130512278271279264)第四个信令序列子集合的root值为373；q值的取值为如下表格中的所有数值：循环移位的位数为如下表格中的所有数值：333337177125169270254881233109627312023915722462119192351361172371002441812952493569289139821711782921583082574255210320294100757916319580303972711793591782412813675891717939267245213286349172353013611023011551349629320287176248319301168280154244215370260117303294214911212550249197273230131422443355721261483701102963262247711231262121382833239394将这个4个信令序列子集合进行合并，得到信令序列子载波集合。基于上述频域ofdm符号的结构特性，本发明实施例提供了一种频域ofdm符号的接收处理方法。如图2所示的是本发明的一种频域ofdm符号的接收处理方法的具体实施方式的流程示意图。参考图2，接收处理方法包括如下步骤：步骤s11：在接收到的基带信号中存在期望接收的前导符号的情况下，通过包含信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应的时域信号进行运算，以解出该频域ofdm符号中由信令子载波所携带的信令信息。需要说明的是，本实施例中，所述前导符号是基于频域ofdm符号经过傅立叶反变换后得到的时域ofdm符号而生成的。例如，基于该时域ofdm符号生成循环前缀和调制信号，从而基于循环前缀、时域ofdm符号以及调制信号生成前导符号。在实际应用中，发射端还可以采用其他不同的方式对时域ofdm符号进行处理，以生成前导符号，在此不再赘述。其中，所述包含信令序列子载波的信号包括：所述期望接收的前导符号的全部或者部分时域波形，或者从前导符号中截取时域ofdm符号经傅里叶变换后得到的频域ofdm符号。信令序列子载波集合是由信令序列集合中各个信令序列填充至有效子载波上而形成的集合。具体地，截取对应odfm符号主体的na长度的时域信号进行傅立叶变换后得到频域ofdm符号；然后，去除零载波，根据信令子载波位置取出接收到的频域信令子载波。将其与上述信道估计值以及已知的信令子载波集进行特定的数学运算，完成频域解码功能。例如，设i＝0:m-1，m为信令子载波个数，j＝0:2p-1，p为频域所传信令比特数，即对应信令子载波集共有2p个元素，且每个元素对应长度为m的序列，hi为每个信令子载波对应的信道估计值，sc_reci为接收到的频域信令子载波值，为信令子载波集中第j个元素中的第i个取值。则取max(corrj)所对应的j，即得到频域传输的信令信息。在其他实施例中，上述过程也可以在时域上进行，利用已知信令子载波集经傅里叶反变换后所对应的时域信令波形集直接与获取多径准确位置的时域接收信号进行同步相关，取相关值绝对值最大的那个，也可以解出频域传输的信令信息，这里不再赘述。进一步地，接收端还可以利用固定序列做整数倍频偏估计或信道估计。具体地，本实施例还包括如下步骤：1)根据所确定所述期望接收的前导符号在物理帧中的位置，截取包含固定子载波的信号；2)将该包含固定子载波的信号与频域固定子载波序列或该频域固定子载波序列对应的时域信号进行运算，以得到整数倍频偏估计或信道估计。其中，所述包含固定子载波的信号包括：所述期望接收的前导符号的全部或者部分时域波形，或者从前导符号中截取时域ofdm符号经傅里叶变换后得到的频域ofdm符号。下面具体描述接收端进行整数倍频偏估计的两种方法。方法1：根据检测出的前导符号在物理帧中的位置，截取接收到的前导符号的时域波形的全部或者一部分。采用扫频的方式，即以固定的频率变化步径(比如，对应整数倍频偏间隔)，将该部分时域波形调制上不同的频偏后，得到若干个时域信号：t为采样周期，fs为采样频率。而已知频域固定序列子载波进行傅立叶反变换对应的时域信号为a2，将a2作为已知信号与每个a1y进行滑动相关，选取出现最大相关峰值的那个a1y，则对其所调制的频偏值y即为整数倍频偏估计值。其中，扫频范围对应系统所需要对抗的频偏范围，比如，需要对抗正负500k的频偏，而系统采样率为9.14m,前导符号主体为1k长度，则扫频范围为即[-57,57]。方法2：截取前导符号中对应odfm符号主体的时域信号进行傅立叶变换后得到频域ofdm符号，将变换得到的频域ofdm符号进行上述扫频范围的循环移位，且隔2点差分相乘，且与已知固定序列子载波的隔2点差分相乘值进行相关运算,得到一系列相关值，选取最大相关值对应的循环移位，即可相应得到可以得到整数倍频偏估计值。利用接收到的包含固定序列子载波的信号和已知频域固定序列子载波和/或其进行傅立叶反变换对应的时域信号完成信道估计，同样可以选择在时域进行和/或在频域进行，在此不再赘述。本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。当前第1页12