一种直接变频结构的复介电常数测量系统的制作方法

本发明属于微波毫米波电路和传感器
技术领域：
，提出了一种基于直接变频结构的复介电常数测量系统。
背景技术：
：介电常数作为材料一个重要的表征属性，具有广泛的工业、科学和医学应用价值。例如：石油勘探与加工、实物与药品安全监测、生物化学测量以及疾病诊断等。基于微波技术的探测手段，尤其是其典型的非侵入性、非标记性和实时性特点，在在线医疗监测领域具有很高的应用价值。传统的微波介电常数测量系统通常依赖于对敏感元件s参数的测量。经典的微波传感系统常由一个敏感元件，导波结构，传输线和一个矢量网络分析仪(vna)构成，这些系统通常非常笨重，价格昂贵，且需要大量的介质样品，使得它们在许多要求实时和低成本检测的场景中无法适用，因此亟须一个轻便低成本的实现方案。此外，自然界中绝大多数材料的介电常数是一个复数，即εr*＝εr′-jεr″,其中实数部分εr′代表了能量的存储，而虚部εr″则表征了材料的损耗，传统的介电常数测量系统通常依赖于对谐振频率偏移量的测定(s参数测量)，而某些材料过高的损耗系数容易造成敏感元件谐振点的平坦化和模糊化，进而造成精度降低，于是基于s参数测量无法准确获取介质的损耗，即εr″。因此，针对现有测量技术中的缺陷，实有必要进行进一步的改进，以避开对矢量网络分析仪的依赖，同时使传感器更加小型化、便携化。另外，还需要开发更加高效的手段来提取并转化输出信号，以高效测量出介质材料的实部和虚部。技术实现要素：有鉴于此，本发明是为了克服上述所提到的困难，提出了一种基于直接变频结构的复介电常数测量系统。一种基于直接变频结构的复介电常数测量系统，主要包括电容传感器(敏感元件)、固定电容cf和上述电容传感器串联连接构成的分压电路以及一组可切换的直接变频电路。信号源的输出端与固定电容cf的一端连接后作为a点，接第一直接变频电路的输入端；固定电容cf的另一端与电容传感器的一端连接后作为b点，接第二直接变频电路的输入端；电容传感器的另一端接地；第一直接变频电路的输出端、第二直接变频电路的输出端分别与开关k的两个切换端连接。所述的电容传感器由硅基底以及多个单元构成，每个单元从下至上依次包括金属层、钝化层；金属层嵌设在硅基底内，钝化层设置在硅基底以及金属层上表面；钝化层上开有钝化层开口，该钝化层开口将金属层暴露，用以后续直接接触待测介质。相邻单元的金属层间留有空隙。上述钝化层开口由多个相同尺寸的一字型槽以及相同尺寸的连接槽构成，多个一字型槽依次排列，且相邻一字型通过连接槽连通。检测时，待测介质放置于电容传感器上表面，并完全覆盖钝化层开口，其等效电容发生变化，从而可以反应介电常数的变化。所述的直接变频电路为公知技术。作为优选，通过一个分压电路来提取该电容传感器的阻抗值。工作原理：电容传感器上用来放置待测介质，由于材料的相对介电常数不同，引入材料前后电容的阻抗会发生变化。通过一个射频信号激励该传感器和固定电容cf组成的分压电路，再利用一组可切换直接变频电路来测量出该射频信号(a点)和分压电路中间节点(b点)电压比，从而得到电容的阻抗，进而获取该介质的复介电常数值。本发明的有益效果是1)避开了矢量网络分析仪的使用，减少了测试成本；2)同时测量介电常数的实部和虚部。附图说明图1为本发明中传感电容结构的俯视图和侧视图。图2为本发明中传感电容的具体等效电路模型。图3为本发明中在1ghz和8ghz时，传感电容器的电容和电导与ε″和ε′的仿真关系图。图4为本发明中包含分压电路和两路直接变频电路的系统概念框图。图5为本发明中改进后包含一组可切换式直接变频电路的具体实施测量系统。其中：1.待测介质(mut)；2.电场线；3.硅基。具体实施方式以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。针对现有测量技术中存在的缺陷，申请人发现通过结合传感元件和电路的方式有助于避开对矢量网络分析仪的依赖图1所示左侧为该交叉式传感电容器的俯视图，其具体尺寸如下表所示，右侧为该电容器两个电极间的侧视图及其简单电路模型。parameterslw1w2sunit(μm)1502055如图所示，该电容器是一个交指型结构，制作于典型的cmos工艺。钝化层附着在金属层电极上，移去部分钝化层形成钝化层开口使金属层和mut(1)直接接触(留有空气腔)。钝化层厚度为5μm。整个电容器下面为硅基(3)。金属层和地之间可以等效为一个电容csub和rsub的串联，相邻两个金属层之间可以等效为一个电容cp/2和一个电导2gp的并联，当有mut放置在传感器上时，mut等效为一个电容cmut/2和电导2gmut的并联。由于相邻两个金属层电极之间的电场(2)穿过mut，因此该电容传感器的等效电容和电导是一个有关介电常数的函数。在理想情况下，该电容传感器的总导纳ys可以分为两部分：1)和材料的复介电常数有关的导纳部分ymut,其可以等效为材料的电容cmut和电导gmut的并联。其中cmut是ε′的函数代表着mut的储能，而gmut是ε″的函数代表着mut的损耗。2)和材料无关的导纳部分yfixed，其只取决于电容的具体尺寸大小，yfixed主要包括基片的寄生电容和电阻(csub，rsub)以及相邻电极之间的电容和电阻(cp，rp)。因此，理想状况下的ys可以表达为ys＝gs+jωcs＝yfixed+ymut＝yfixed+(gmut+jωcmut)＝f(ε″)+jg(ε′)(1)ω为工作频率。从(1)可以看出该传感器等效阻抗ys的实部和虚部分别只取决于ε″和ε′。其中，f(·)和g(·)是一个理想的线性函数。因此可以通过获取ys的实部和虚部来获取介质介电常数的大小。在射频频段，由于电极之间的串联寄生电感和电阻无法忽略，因此一个更加准确具体的等效电路图如图2所示。此时电容传感器的等效阻抗yt为由于rpar和lpar的影响，电容阻抗yt的实部和虚部同时是ε″和ε′的函数。因此，为了更加精确的测量，需要对该电容传感器进行仿真优化避开rpar和lpar的影响。为了获得介质复介电常数对yt实部和虚部的影响。在电磁仿真软件中仿真1ghz和8ghz两个不同工作频率下，yt的实部和虚部随着ε′(1≤ε′≤50)和ε″(0≤ε″≤30)的变化情况，如图3(a)(b)所示。当频率为1ghz时，电容传感器的电容和电导分别只与ε′和ε″有关。而当频率增大到8ghz时，ε′和ε″也会分别影响该传感器的电导和电容。因此，在低频率下获取ε″和ε′与yt的实部和虚部具有更高的测量精度。由以上分析可知该复介电常数测量系统的关键便是在一定频率范围内测量出该电容传感器的阻抗值yt。因此本发明采用了一种分压电路来获取yt的大小。如图4所示，该分压电路由固定电容cf和传感电容器ys相串连构成，并且受频率为ωs的射频信号激。定义信号输入端为节点a，cf和ys连接处节点为b。在该分压电路中，yt的值可由节点a的电压va及节点b的电压vb得到其中ωcf为固定值，因此yt的值可由va和vb得到。为了测量va和vb的幅度和相位信息，本发明采用了两路直接变频结构的电路，其概念框图如图4所示。其中每一路都包含有两个混频器，两个低通滤波器和频率为ωs的本振iq信号。低通滤波器用来滤除混频器输出的高次谐波。由图可知，节点a为第一路直接变频电路的射频信号源，节点b为第二路直接变频电路的射频信号源，节点a连接到第一混频器和第二混频器的一端，第一混频器和第二混频器的另一端分别连接到滤波器lpf1和滤波器lpf2的一端，lpf1和lpf2的另一端输出电压分别为via和vqa。节点b连接到第三混频器和第四混频器的一端，第三混频器和第四混频器的另一端分别连接到滤波器lpf3和滤波器lpf4的一端，lpf3和lpf4的另一端输出电压分别为vib和vqb。射频信号a和射频信号b分别被iq支路分解成实部和虚部输出。其中，输出电压via、vqa、vib、vqb和射频信号幅度a1，a2及相位的关系公式(4)(5)(6)(7)所示。因此，公式(3)中的va/vb可以由直流信号via、vqa、vib、vqb得到，如公式(8)所示。将公式(8)带入公式(3)中即可得到电容传感器的阻抗进而得到介质复介电常数值，如公式(9)所示。其中f(ε")为阻抗的实部与ε″有关，g(ε')为阻抗的虚部，与ε′有关为了进一步减小该测量系统的功耗、体积。同时避免两iq支路不匹配造成的测量误差。本发明在该概念框图的基础上采用了一组可切换式直接变频电路。如图5所示，射频信号a和b通过一组相同的低噪声放大器lna1、lna2共用一组iq支路，其中，任意时刻只有一个低噪放打开，而另一个关闭。其切换频率为fsw(10-100hz)。基于此，我们可以在输出端交替采集出电压via、vqa、vib和vqb，进而测得复介电常数。而电压的测量可以通过简单的单片机电路完成，因此避开了矢量网络分析仪的使用。以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本
技术领域：
的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。当前第1页12