0,优选地，所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数可 分别为以所述参考频率为频率、以Τη为间隔离散变量的正弦函数和余弦函数。
[0180] 以所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述截短信号序 列相乘，得到所述第二实频向量序列和所述第二虚频向量序列为式（13):
[0185] 式中，将参考频率《s乘以负数；R2(n)为第二实频向量序列，I 2(n)为第二虚频向 量序列，Ω为信号频率与参考频率的频差，单位rad/s;Ns为反褶截短序列长度，单位无量 纲；Acos (_ Ω Τηη+ β ) /2 和 Asin (_ Ω Τηη+ β ) /2 为有效分量；Acos [_ (ω + ω s) Τηη+ β ] /2 和 Asin [- (ω + ω s) Τηη+ β ] /2为混频干扰频率成分。
[0186] 对于步骤Sill，优选地，所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数可 分别为以所述参考频率为频率、以τη为间隔离散变量的正弦函数和余弦函数。
[0187] 在一些实施例中，以所述余弦函数和所述正弦函数分别与所述正向信号序列相 乘，生成第三实频向量序列和第三虚频向量序列，为式（14):
[0192] 其中，R3(η)为所述第三实频向量序列；Ι3(η)为所述第三虚频向量序列；Ω为信号 频率与参考频率的频差，单位rad/s
为有效分量；
为混频干扰频率成分。
[0193] 对于步骤S112,优选地，所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数可 分别为以所述参考频率为频率、以Tn为间隔离散变量的正弦函数和余弦函数。
[0194] 在一些实施例中，以所述余弦函数和所述正弦函数分别与所述正向截短序列相 乘，生成第四实频向量序列和第四虚频向量序列，为式（15):
[0195]
[0199] 式中，R4(η)为所述第四实频向量序列山(η)为所述第四虚频向量序列；Ω为信 号频率与参考频率的频差，单位rad/s
为有效分 量
为混频干扰频率。
[0200] 对于步骤S113,所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列中包含混频干扰 频率。当输入信号中包含直流成分、次谐波成分及分次谐波成分时，所述混频干扰频率将更 加复杂，这些混频干扰频率严重影响计算准确度。虽然窗口函数和积分运算本身对混频干 扰频率具有良好的衰减作用，但没有针对性，不能够对所述复杂的混频干扰频率产生深度 的抑制作用，不能满足参数的高准确度计算需要。为了有针对性的抑制所述混频干扰频率 的影响，可以对该混频干扰进行数字陷波器，由于数字陷波可以在某一个频率点迅速衰减 输入信号，以达到阻碍此频率信号通过的效果，因此，当该数字陷波的陷波频率点设为对应 混频干扰频率点时，该数字陷波对所述混频干扰频率具有深度的抑制作用。
[0201] 优选地，数字陷波具体采用滑动三角窗算术平均陷波，即将若干个连续离散值乘 以三角窗函数后再相加，然后取其算术平均值作为本次陷波值输出。滑动三角窗算术平均 陷波器需要设置三角窗参数，所述三角窗参数具体指三角窗函数序列的长度Nw。在三角窗 参数Nw值为信号周期序列长度的3倍，可以对1/3分次谐波产生的混频干扰频率进行抑制。 在三角窗参数Nw值为信号周期序列长度的4倍，可以对直流、1/2分次、1次、2次、3次、4次、 5次谐波等产生的混频干扰频率进行抑制。
[0202] 考虑到实际存在误差等因数，如所述参数存在1个采样间隔以内的误差，为了深 度抑制混频干扰频率影响，还可再增加一级滑动矩形窗算术平均陷波器，即将若干个连续 离散值直接相加，然后取其算术平均值作为本次陷波值输出。滑动矩形窗算术平均陷波器 需要设置矩形窗参数，所述矩形窗参数具体指矩形窗函数序列的长度ND。矩形窗参数％取 值为信号周期序列长度的1. 5倍，可以对1/3分次谐波产生的混频干扰频率进行抑制。而 ND取值为信号周期序列长度的2倍，可以对直流、1/2分次、1次、2次、3次、4次、5次谐波等 产生的混频干扰频率进行抑制。
[0203] 优选地，数字陷波包括二级滑动三角窗算术平均陷波和二级滑动矩形窗算术平均 陷波，该四级数字陷波式可为式（16):
[0213] 式中，X(n)为四级数字陷波输入序列，输入序列长度N ;XD(n)为四级数字陷波输 出序列，输出序列长度Ν-rV-rV-NfN^W?为三角函数1，其中函数峰值为1，零频率增 益为0. 5 ;W2 (η)为三角函数2,其中函数峰值为1，零频率增益为0. 5 ;NW1为三角窗参数1， 即三角窗函数1序列长度，单位无量纲，要求为奇数，以保证三角窗函数的外形为等腰三角 形（如图5所示），（int)代表取整数；ND1为矩形窗参数1，即矩形窗函数1序列长度，单位 无量纲，（int)代表取整数；NW2为三角窗参数2,即三角窗函数2序列长度，单位无量纲，要 求为奇数，以保证三角窗函数的外形为等腰三角形（如图6所示），（int)代表取整数；ND2矩形窗参数2,即矩形窗函数2序列长度，单位无量纲，式中给出了计算公式，（int)代表取 整数。
[0214] 在一些实施例中，三角窗参数NW1取值为所述参考频率的单位周期序列长度的3 倍，矩形窗参数ND1取值为所述参考频率的单位周期序列长度的1. 5倍，三角窗参数NW2取值 为所述参考频率的单位周期序列长度的4倍，矩形窗参数ND1取值为所述参考频率的单位周 期序列长度的2倍。四级数字陷波需要使用10. 5倍信号周期序列长度。
[0215] 对上述实施例，在所述正弦信号的基波频率10031、单位rad/S，得到三角窗算术 平均陷波算器1的频域特性，如图5所示。得到三角窗算术平均陷波算器2的频域特性，如 图6所示。
[0216] 优选地，在所述混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，所述第一实频向量陷波 序列和所述第一虚频向量陷波序列为（17):
[0222] 式中，RD1 (η)为所述第一实频向量陷波序列；ID1 (η)为所述第一虚频向量陷波序 列；Κ(Ω)为数字陷波在频差Ω的无量纲增益；α (Ω)为数字陷波在频差Ω的移相，单位 rad〇
[0223] 对于步骤S114,优选地，可通过本领域技术人员惯用的积分器进行积分运算。
[0224] 积分运算式为（18):
[0229] 式中，&为第一实频向量积分值i为第一虚频向量积分值。L1为第一积分长度， 单位无量纲，L1为1. 5倍所述单位周期序列长度。
[0230] 对于步骤S115,同理和优选地，在所述混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，所 述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列为式（19):
[0236] 其中，RD2(η)为所述第二实频向量陷波序列；ID2(η)为所述第二虚频向量陷波序 列；Κ(Ω)为数字陷波在频差Ω的无量纲增益；α (Ω)为数字陷波在频差Ω的移相，单位 rad〇
[0237] 对于步骤S116,优选地，积分运算式可为（20):
[0242] 式中，私为第二实频向量积分值；I 2为第二虚频向量积分值。L2为第二积分长度， 单位无量纲，L2为0. 75倍所述单位周期序列长度。
[0243] 对于步骤S117,同理和优选地，在所述混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，所 述第三实频向量陷波序列和所述第三虚频向量陷波序列为式（21):
[0249] 其中，RD3(η)为所述第三实频向量陷波序列；ID3(η)为所述第三虚频向量陷波序 列；Κ(Ω)为数字陷波在频差Ω的无量纲增益；α (Ω)为数字陷波在频差Ω的移相，单位 rad〇
[0250] 对于步骤S118,优选地，可通过本领域技术人员惯用的积分器进行积分运算。
[0251] 积分运算式为（22):
[0256] 其中，R3为第三实频向量积分值；I 3为第三虚频向量积分值。L3为积分计算长度 3, 单位无量纲，原则上，L3最小为1. 5倍信号周期序列长度。
[0257] 对于步骤S119,同理和优选地，在所述混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，所 述第四实频向量陷波序列和所述第四虚频向量陷波序列为式（23):
[0263] 其中，RD4(n)为所述第四实频向量陷波序列；ID4(n)为所述第四虚频向量陷波序 列；Κ(Ω)为数字陷波在频差Ω的无量纲增益；α (Ω)为数字陷波在频差Ω的移相，单位 rad〇
[0264] 对于步骤S120,优选地，积分运算式可为（24):
[0269] 其中，R4为第四实频向量积分值；I 4为第四虚频向量积分值。L4为积分计算长度 4, 单位无量纲，原则上，L4最小为0. 75倍信号周期序列长度。
[0270] 对于步骤S121-S124,优选地，预设的相位转换规则对应于虚频向量积分值和实频 向量转换为相位的转换式。
[0271] 优选地，可通过以下公式（25)-(28)将所述第一虚频向量积分值与所述第一实频 向量积分值转换为第一相位，将所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值转换 为第二相位，将所述第三虚频向量积分值与所述第三实频向量积分值转换为第三相位，将 所述第四虚频向量积分值与所述第四实频向量积分值转换为第四相位：
[0276] 其中，P&为第一相位，单位rad ;R i为第一实频向量积分值；I i为第一虚频向量积 分值，PH2为第二相位，单位rad ;R2为第二实频向量积分值；I 2为第二虚频向量积分值，PH3为第三相位，单位rad ;R3为第三实频向量积分值；I 3为第三虚频向量积分值，PH 4为第四相 位，单位rad出4为第四实频向量积分值；1 4为第四虚频向量积分值。
[0277] 在一些实施例中，根据预设的相位转换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述 第一实频向量积分值转换为第一相位的步骤包括以下步骤：
[0278] 获取所述第一虚频向量积分值与所述第一实频向量积分值的比值；
[0279] 获取所述比值的反正切函数值的相反数，生成所述第一相位。
[0280] 在一些实施例中，根据所述预设的相位转换规则，将所述第二虚频向量积分值与 所述第二实频向量积分值转换为第二相位的步骤包括以下步骤：
[0281] 获取所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值的比值；
[0282] 获取所述比值的反正切函数值的相反数，生成所述第二相位。
[0283] 类似地，所述第三虚频向量积分值与所述第三实频向量积分值转换为第三相位的 步骤、所述第四虚频向量积分值与所述第四实频向量积分值转换为第四相位的步骤亦采用 上述预设的相位转换规则。
[0284] 对于步骤S125,所述第一相位在0~±0. 5 π rad范围，但实际序列相位可能会超 出±0. 5 31 rad范围，因此必须根据相位扩展规则对所述第一相位进行扩展，扩展后的相位 范围在0~± π rad范围，第一扩展相位，为式（29):
[0286] 式中，PhiS第一扩展相位，范围在0~± π rad ;&代表与逻辑。
[0287] 在一些实施例中，根据预设的相位扩展规则，对所述第一相位进行扩展，获得第一 扩展相位的步骤包括以下步骤：
[0288] 如果所述第一实频向量积分值大于等于零的同时，所述第一虚频向量积分值的相 反数大于等于零，则第一扩展相位等于所述第一相位；
[0289] 如果所述第一实频向量积分值大于等于零的同时，所述第一虚频向量积分值的相 反数小于零，则第一扩展相位等于所述第二相位；
[0290] 如果所述第一实频向量积分值小于零的同时，所述第一虚频向量积分值的相反数 大于等于零，则第一扩展相位等于所述第二相位加π rad ;
[0291] 如果所述第一实频向量积分值小于零的同时，所述第一虚频向量积分值相的反数 小于零，则第一扩展相位等于所述第二相位减η rad。
[0292] 同理，对于步骤S126-S128,所述第二相位、所述第三相位、所述第四相位采用上述 所述相位扩展规则进行扩展，扩展后的相位范围在〇~土 JT rad范围，第二扩展相位、第三 扩展相位、第四扩展相位分别为式（30)-(32):
[0294] 式中，PH2S所述第二相位，范围在0~±0. 5 π rad ;Ph 2为第二扩展相位，范围在 〇~土 π rad ;&代表与逻辑。
[0296] 式中，PH3S所述第三相位，范围在0~±0. 5 π rad ;Ph 3为第三扩展相位，范围在 〇~土 π rad ;&