列和所述正向信号序列进行截短，获得序 列长度相同的反褶截短序列和正向截短序列；
[0375] 在一些实施例中，所述反褶截短序列长度为所述单位周期序列长度的11. 25倍， 所述反褶截短序列长度计算为上述式（9)。
[0376] 优选地，所述反褶截短序列表达为上述式（10)。
[0377] 将所述正向信号序列进行截短，获得正向截短序列，所述正向截短序列表达为上 述式（11):
[0378] 所述正向截短序列的长度与所述反褶截短序列的长度相同，表达为式（9)。
[0379] 对于第一混频模块1090,优选地，所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正 弦函数可分别为以所述参考频率为频率、以Tn为间隔离散变量的正弦函数和余弦函数。
[0380] 在一些实施例中，以所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与 所述信号序列相乘，得到所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列为上述式（12)。
[0381] 对于第二混频模块1100,以所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数 分别与所述截短信号序列相乘，得到所述第二实频向量序列和所述第二虚频向量序列为上 述式（13)。
[0382] 同理，对于第三混频模块1110、第四混频模块1120,优选地，所述参考频率的余弦 函数和所述参考频率的正弦函数可分别为以所述参考频率为频率、以τη为间隔离散变量的 正弦函数和余弦函数。
[0383] 在一些实施例中，以所述余弦函数和所述正弦函数分别与所述正向信号序列相 乘，生成第三实频向量序列和第三虚频向量序列，为上述式（14)。
[0384] 在一些实施例中，以所述余弦函数和所述正弦函数分别与所述正向截短序列相 乘，生成第四实频向量序列和第四虚频向量序列，为上述式（15):
[0385] 对于第一陷波模块1130,所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列中包含 混频干扰频率。当输入信号中包含直流成分、次谐波成分及分次谐波成分时，所述混频干扰 频率将更加复杂，这些混频干扰频率严重影响计算准确度。虽然窗口函数和积分运算本身 对混频干扰频率具有良好的衰减作用，但没有针对性，不能够对所述复杂的混频干扰频率 产生深度的抑制作用，不能满足参数的高准确度计算需要。
[0386] 为了有针对性的抑制所述混频干扰频率的影响，可以对该混频干扰进行数字陷波 器，由于数字陷波可以在某一个频率点迅速衰减输入信号，以达到阻碍此频率信号通过的 效果，因此，当该数字陷波的陷波频率点设为对应混频干扰频率点时，该数字陷波对所述混 频干扰频率具有深度的抑制作用。
[0387] 优选地，数字陷波器具体采用滑动三角窗算术平均陷波器，即将若干个连续离散 值乘以三角窗函数后再相加，然后取其算术平均值作为本次陷波值输出。滑动三角窗算术 平均陷波器需要设置三角窗参数，所述三角窗参数具体指三角窗函数序列的长度Nw。在三 角窗参数Nw值为信号周期序列长度的3倍，可以对1/3分次谐波产生的混频干扰频率进行 抑制。在三角窗参数Nw值为信号周期序列长度的4倍，可以对直流、1/2分次、1次、2次、3 次、4次、5次谐波等产生的混频干扰频率进行抑制。
[0388] 考虑到实际存在误差等因数，如所述参数存在1个采样间隔以内的误差，为了深 度抑制混频干扰频率影响，还可再增加一级滑动矩形窗算术平均陷波器，即将若干个连续 离散值直接相加，然后取其算术平均值作为本次陷波值输出。滑动矩形窗算术平均陷波器 需要设置矩形窗参数，所述矩形窗参数具体指矩形窗函数序列的长度ND。矩形窗参数％取 值为信号周期序列长度的1. 5倍，可以对1/3分次谐波产生的混频干扰频率进行抑制。而 ND取值为信号周期序列长度的2倍，可以对直流、1/2分次、1次、2次、3次、4次、5次谐波等 产生的混频干扰频率进行抑制。
[0389] 优选地，数字陷波器由二级滑动三角窗算术平均陷波器加二级滑动矩形窗算术平 均陷波器共四级数字陷波器所构成该四级数字陷波器式可为上述式（16):
[0390] 在一些实施例中，三角窗参数NW1取值为所述参考频率的单位周期序列长度的3 倍，矩形窗参数ND1取值为所述参考频率的单位周期序列长度的1. 5倍，三角窗参数NW2取值 为所述参考频率的单位周期序列长度的4倍，矩形窗参数ND1取值为所述参考频率的单位周 期序列长度的2倍。四级数字陷波需要使用10. 5倍信号周期序列长度。
[0391] 对上述实施例，在所述正弦信号的基波频率10031、单位rad/S，得到三角窗算术 平均陷波算器1的频域特性，如图5所示。得到三角窗算术平均陷波算器2的频域特性，如 图6所示。
[0392] 优选地，在所述混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，所述第一实频向量陷波 序列和所述第一虚频向量陷波序列为上述式（17)。
[0393] 对于第一积分模块1140,优选地，可通过本领域技术人员惯用的积分器进行积分 运算。积分运算式为上述式（18)。
[0394] 同理，对于第二陷波模块1150,在一些实施例中，陷波参数ND1取值为所述参考频 率的单位周期序列长度的1. 5倍，陷波参数ND2取值为所述参考频率的单位周期序列长度的 2倍，得到第二实频向量陷波序列和第二虚频向量陷波序列，为上述式（19)。
[0395] 对于第二积分模块1160,优选地，积分运算式可为上述式（20)。
[0396] 对于第三陷波模块1170,同理，在一些实施例中，陷波参数ND1取值为所述参考频 率的单位周期序列长度的1. 5倍，陷波参数ND2取值为所述参考频率的单位周期序列长度的 2倍，得到第三实频向量陷波序列和第三虚频向量陷波序列，为上述式（21):
[0397] 对于第三积分模块1180,优选地，可通过本领域技术人员惯用的积分器进行积分 运算。积分运算式为上述式（22)。
[0398] 对于第四陷波模块1190,在一些实施例中，陷波参数ND1取值为所述参考频率的单 位周期序列长度的1. 5倍，陷波参数ND2取值为所述参考频率的单位周期序列长度的2倍， 得到第四实频向量陷波序列和第四虚频向量陷波序列，为上述式（23):
[0399] 对于第四积分模块1200,优选地，积分运算式可为上述式（24)。
[0400] 对于第一相位模块1210、第二相位模块1220、第三相位模块1230、第四相位模块 1240优选地，预设的相位转换规则对应于虚频向量积分值和实频向量转换为相位的转换 式。
[0401] 优选地，可通过上述式式（25)-(28)将所述第一虚频向量积分值与所述第一实频 向量积分值转换为第一相位，将所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值转换 为第二相位，将所述第三虚频向量积分值与所述第三实频向量积分值转换为第三相位，将 所述第四虚频向量积分值与所述第四实频向量积分值转换为第四相位。
[0402] 在一些实施例中，根据预设的相位转换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述 第一实频向量积分值转换为第一相位的步骤包括以下步骤：
[0403] 获取所述第一虚频向量积分值与所述第一实频向量积分值的比值；
[0404] 获取所述比值的反正切函数值的相反数，生成所述第一相位。
[0405] 在一些实施例中，根据所述预设的相位转换规则，将所述第二虚频向量积分值与 所述第二实频向量积分值转换为第二相位的步骤包括以下步骤：
[0406] 获取所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值的比值；
[0407] 获取所述比值的反正切函数值的相反数，生成所述第二相位。
[0408] 类似地，所述第三虚频向量积分值与所述第三实频向量积分值转换为第三相位的 步骤、所述第四虚频向量积分值与所述第四实频向量积分值转换为第四相位的步骤亦采用 上述预设的相位转换规则。
[0409] 对于第一相位扩展模块1250,所述第一相位在0~±0. 5 π rad范围，但实际序列 相位可能会超出±0. 5 31 rad范围，因此必须根据相位扩展规则对所述第一相位进行扩展， 扩展后的相位范围在0~± π rad范围，第一扩展相位，为上述式（29)。
[0410] 在一些实施例中，第一相位扩展模块1160可用于：
[0411] 如果所述第一实频向量积分值大于等于零的同时，所述第一虚频向量积分值的相 反数大于等于零，则第一扩展相位等于所述第一相位；
[0412] 如果所述第一实频向量积分值大于等于零的同时，所述第一虚频向量积分值的相 反数小于零，则第一扩展相位等于所述第二相位；
[0413] 如果所述第一实频向量积分值小于零的同时，所述第一虚频向量积分值的相反数 大于等于零，则第一扩展相位等于所述第二相位加π rad ;
[0414] 如果所述第一实频向量积分值小于零的同时，所述第一虚频向量积分值相的反数 小于零，则第一扩展相位等于所述第二相位减η rad。
[0415] 同理，对于第二相位模块1220、第三相位模块1230、第四相位模块1240,所述第 二相位、所述第三相位、所述第四相位采用上述所述相位扩展规则进行扩展，扩展后的相 位范围在0~± π rad范围，第二扩展相位、第三扩展相位、第四扩展相位分别为上述式 (30)-(32) 〇
[0416] 对于截止相位模块1290,所述预设的截止相位转换规则可对应于第一相位和第二 相位转换为截止相位的公式。根据式（29)和式（30)，可生成与所述预设的截止相位转换规 则对应的截止相位为上述式（33)。
[0417] 在一些实施例中，根据预设的截止相位转换规则，将所述第一相位和所述第二相 位转换为所述正弦信号的截止相位的步骤包括以下步骤：
[0418] 获取所述第一相位与所述反褶截短序列长度的乘积，生成第一乘积；
[0419] 获取所述第二相位与所述反褶序列长度的乘积，生成第二乘积；
[0420] 获取所述第一乘积与所述第二乘积的差值，生成第一差值；
[0421] 获取所述反褶截短序列的长度与所述反褶序列的长度的差值，生成第二差值；
[0422] 获取所述第一差值与所述第二差值的比值，生成所述截止相位。
[0423] 对于初相位模块1300,所述预设的初相位转换规则可对应于第三相位和第四相位 转换为初相位的公式。根据式（31)和式（32)，可生成与所述预设的初相位转换规则对应的 初相位为上述式（34)。
[0424] 在一些实施例中，根据预设的初相位转换规则，将所述第三相位和所述第四相位 转换为所述正弦信号的初相位的步骤包括以下步骤：
[0425] 获取所述预设序列长度与信号周期序列长度的0. 75倍的差值，生成所述截短信 号序列的序列长度。
[0426] 获取所述第三相位与所述正向截短信号序列的长度的乘积，生成第三乘积。
[0427] 获取所述第四相位与所述正向信号序列的长度的乘积，生成第四乘积。
[0428] 获取所述第三乘积与所述第四乘积的差值，生成第三差值。
[0429] 获取所述正向截短信号序列的长度与所述正向信号序列的长度的差值，生成第四 差值。
[0430] 获取所述第三差值与所述第四差值的比值，生成所述初相位。
[0431] 对于全相位差模块1310,优选地，根据所述正弦信号的截止相位、所述正弦信号的 初相位、预设信号周期数，所述正弦信号的全相位差公式为上述式（35)。
[0432] 请参阅图4,图4是本发明正弦信号的频率检测方法的初相位的相对误差的实验 结果示意图。
[0433] 为了验证本发明正弦信号的全相位差检测系统具有较高的准确度，给出一实验信 号，为式（36):
[0435] ω = 2 π f t
[0436] 在实验信号基波频率变化范围在45Hz-55Hz，取信号整数周期数为12(由于存在 误差，信号序列对应的信号整数周期数大约为12)，信号初相位变化范围在0~土 π/2、 单位rad，信号的采样频率为20kHz，信号的离散数据量化位数24bit，频率初测相对误差 〈| ±0.25% |。得到实验信号全相位差的相对误差绝对值| Λ PHOT(f) |随信号基波频率f 变化特性的实验结果图，图4所示。图4给出实验信号的全相位差的检测准确度在10 量 级。
[0437] 以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实 施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存 在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。<