一种具有快速瞬态响应的片上低压差线性稳压器的制作方法

本发明属于电源管理技术领域，具体涉及一种低压差线性稳压器的设计。

背景技术：

低压差线性稳压器(ldo)作为电源管理芯片中重要的一类电路，以其低噪声、低成本、低功耗等特点被广泛应用于消费电子、医疗电子、航空航天等领域。

ldo通过放大经输出反馈得来的误差信号来控制功率管，以提供输出电流驱动负载，其本质是根据输出电压来调节负载电流的压控电流源，如图1所示。传统的片上集成ldo(cap-lessldo)包括误差放大器(ea)、功率管、电阻反馈网络、负载电容。基本工作原理为：电阻反馈网络采样输出电压，与基准电压作差后放大，通过控制功率管来提供负载电流。

传统的cap-lessldo输出极点为次级点，主极点在ea输出或ea内部，采用功率管栅漏跨接密勒电容电阻来分离主次极点的补偿方案，轻载下将次级点推至gbw外以获得足够的相位裕度。然而，该方案在极轻载下需要很大的密勒电容来进行环路补偿，耗费了相当大的芯片面积。由于ea的带宽、摆率(sr)限制，抽灌功率管栅电容需要经过一定的延迟，这个延迟时间内的负载电流由输出电容承担，造成输出电压下冲(undershoot)较大、过冲(overshoot)建立时间过长等问题。

技术实现要素：

为了解决传统cap-lessldo轻载下环路补偿困难，以及瞬态响应过慢的问题，本发明提出一种具有快速瞬态响应的片上低压差线性稳压器，通过运用stcb结构的误差放大器和瞬态增强结构，提升了瞬态响应速度，同时大幅度减小了环路补偿所需的密勒电容。

本发明的技术方案是：

一种具有快速瞬态响应的片上低压差线性稳压器，包括误差放大器、功率管mp、密勒电容cl、第一分压电阻和第二分压电阻，功率管mp的源极连接输入电压vin，其漏极通过第一分压电阻和第二分压电阻的串联结构后接地；误差放大器的负向输入端连接基准电压vref，其正向输入端连接第一分压电阻和第二分压电阻的串联点，其输出端连接功率管mp的栅极，密勒电容cl接在功率管mp的漏极和地之间；

所述误差放大器采用stcb结构的误差放大器，所述stcb结构的误差放大器的输入级插入瞬态增强结构。

具体的，所述stcb结构的误差放大器采用两级级联结构，包括第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12、第十三nmos管mn13、第十四nmos管mn14、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14和第十五pmos管mp15，

第一pmos管mp1的栅极作为所述stcb结构的误差放大器的正向输入端，第二pmos管mp2的栅极作为所述stcb结构的误差放大器的负向输入端；

第三pmos管mp3的栅极接第一偏置电压vb1，其漏极连接第一pmos管mp1和第二pmos管mp2的源极；

第一nmos管mn1的栅漏短接并连接第一pmos管mp1的漏极、第九nmos管mn9和第十nmos管mn10的栅极，第二nmos管mn2的栅漏短接并连接第二pmos管mp2的漏极、第三nmos管mn3和第四nmos管mn4的栅极；

第四pmos管mp4的栅漏短接并连接第三nmos管mn3的漏极和第十二pmos管mp12的栅极，第十一pmos管mp11的栅漏短接并连接第九nmos管mn9的漏极和第五pmos管mp5的栅极；

第六pmos管mp6的栅漏短接并连接第四nmos管mn4和第五pmos管mp5的漏极、第七pmos管mp7和第八pmos管mp8的栅极，第十三pmos管mp13的栅漏短接并连接第十nmos管mn10和第十二pmos管mp12的漏极、第十四pmos管mp14和第十五pmos管mp15的栅极；

第五nmos管mn5的栅漏短接并连接第七pmos管mp7的漏极和第十二nmos管mn12的栅极，第十一nmos管mn11的栅漏短接并连接第十四pmos管mp14的漏极和第六nmos管mn6的栅极；

第七nmos管mn7的栅漏短接并连接第八nmos管mn8的栅极、第六nmos管mn6和第八pmos管mp8的漏极，第十三nmos管mn13的栅漏短接并连接第十四nmos管mn14的栅极、第十二nmos管mn12和第十五pmos管mp15的漏极；

第九pmos管mp9的栅漏短接并连接第八nmos管mn8的漏极和第十pmos管mp10的栅极，第十pmos管mp10和第十四nmos管mn14的漏极互连并作为所述stcb结构的误差放大器的输出端；

第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12、第十三nmos管mn13和第十四nmos管mn14的源极接地，第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14和第十五pmos管mp15的源极接输入电压vin。

具体的，所述瞬态增强结构包括第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第一电容c1、第二电容c2、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16、第十七nmos管mn17、第十八nmos管mn18、第十六pmos管mp16、第十七pmos管mp17、第十八pmos管mp18和第十九pmos管mp19，

第十八nmos管mn18的栅极通过第二电阻r2后接第二偏置电压vb2，其漏极接第十七pmos管mp17的漏极、第十八pmos管mp18的栅极和漏极以及第十九pmos管mp19的栅极，第一电阻r1接在第十八pmos管mp18的源极和输入电压vin之间，第一电容c1接在第十八nmos管mn18的栅极和功率管mp的漏极之间；

第十六pmos管mp16的栅极通过第三电阻r3后接第一偏置电压vb1，其漏极接第十五nmos管mn15的漏极、第十六nmos管mn16的栅极和漏极以及第十七nmos管mn17的栅极，第四电阻r4接在第十六nmos管mn16的源极和地之间，第二电容c2接在第十六pmos管mp16的栅极和功率管mp的漏极之间；

第十五nmos管mn15的栅极连接所述stcb结构的误差放大器中第三nmos管mn3的栅极，第十七pmos管mp17的栅极连接所述stcb结构的误差放大器中第五pmos管mp5的栅极；

第十七nmos管mn17和第十九pmos管mp19的漏极接功率管的栅极，第十六pmos管mp16、第十七pmos管mp17和第十九pmos管mp19的源极接输入电压vin，第十五nmos管mn15、第十七nmos管mp17和第十八nmos管mn18的源极接地。

具体的，所述stcb结构的误差放大器还连接有自适应偏置结构，所述自适应偏置结构包括第二十三pmos管mps，第二十三pmos管mps的栅极接功率管mp的栅极，其源极接输入电压vin，其漏极接所述stcb结构的误差放大器中第一pmos管mp1的源极。

具体的，所述功率管mp的栅极和漏极之间还连接有微分器。

具体的，所述微分器包括第五电阻rf3、第六电阻rf4、第三电容cf1、第四电容cf2、第十八nmos管mn18、第十九nmos管mn19、第二十nmos管mnf、第二十pmos管mp20、第二十一pmos管mp21和第二十二pmos管mpf，

第十八nmos管mn18的栅极接第二十nmos管mnf和第二十一pmos管mp21的漏极，其漏极接第二十pmos管mp20的漏极并连接功率管mp的栅极，第二十pmos管mp20的栅极接第十九nmos管mn19和第二十二pmos管mpf的漏极；第二十一pmos管mp21的栅极接第一偏置电压vb1，第十九nmos管mn19的栅极接第二偏置电压vb2；第五电阻rf3接在第二十二pmos管mpf的栅极和漏极之间，第六电阻rf4接在第二十nmos管mnf的栅极和漏极之间；第三电容cf1接在第二十二pmos管mpf的栅极和功率管mp的漏极之间，第四电容cf2接在第二十nmos管mnf的栅极和功率管mp的漏极之间；第十八nmos管mn18、第十九nmos管mn19和第二十nmos管mnf的源极接地，第二十pmos管mp20、第二十一pmos管mp21和第二十二pmos管mpf的源极接输入电压vin。

具体的，所述第一分压电阻和第二分压电阻为栅漏短接的pmos管。

本发明的有益效果为：本发明运用stcb结构的误差放大器和瞬态增强结构，提升了瞬态响应速度，同时大幅度减小了环路补偿所需的密勒电容；引入适应偏置结构，在不增加功率管面积的情况下增大重载电流；引入微分器分离了主极点与输出极点，对环路有着良好的补偿效果，并且相对密勒补偿而言，微分器中第三电容cf1和第四电容cf2所占面积远小于达到同样性能使用的密勒电容面积；本发明提出的ldo在轻载下有着良好的环路稳定性，重载下仍保持了较宽的带宽和增益；本文提出的结构下冲undershoot在300mv内，切重载跳轻载时响应速度也更快，从而在宽范围负载内实现了快速瞬态响应。

附图说明

图1是传统的片上集成低压差线性稳压器cap-lessldo电路拓扑结构图。

图2是本发明提出的一种具有快速瞬态响应的片上低压差线性稳压器的架构图。

图3是实施例中一种具有快速瞬态响应的片上低压差线性稳压器的晶体管级电路实现图。

图4是实施例中提出的微分器的具体电路示意图。

图5是本发明提出的一种具有快速瞬态响应的片上低压差线性稳压器的环路零极点分布设计。

图6是本发明提出的一种具有快速瞬态响应的片上低压差线性稳压器的交流ac仿真曲线。

图7是本发明提出的一种具有快速瞬态响应的片上低压差线性稳压器的瞬态响应曲线。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例详细描述本发明。

如图2所示为本发明提出的一种具有快速瞬态响应的片上低压差线性稳压器，包括误差放大器、功率管mp、密勒电容cl、第一分压电阻和第二分压电阻，功率管mp的源极连接输入电压vin，其漏极通过第一分压电阻和第二分压电阻的串联结构后接地；误差放大器的负向输入端连接基准电压vref，其正向输入端连接第一分压电阻和第二分压电阻的串联点，其输出端连接功率管mp的栅极，密勒电容cl接在功率管mp的漏极和地之间；误差放大器采用stcb结构的误差放大器，stcb结构的误差放大器的输入级插入瞬态增强结构。

本实施例中的stcb结构的误差放大器采用两级级联结构，如图3所示，包括第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12、第十三nmos管mn13、第十四nmos管mn14、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14和第十五pmos管mp15，图中k为stcb结构的镜像系数，第一pmos管mp1的栅极作为stcb结构的误差放大器的正向输入端，第二pmos管mp2的栅极作为stcb结构的误差放大器的负向输入端；第三pmos管mp3的栅极接第一偏置电压vb1，其漏极连接第一pmos管mp1和第二pmos管mp2的源极；第一nmos管mn1的栅漏短接并连接第一pmos管mp1的漏极、第九nmos管mn9和第十nmos管mn10的栅极，第二nmos管mn2的栅漏短接并连接第二pmos管mp2的漏极、第三nmos管mn3和第四nmos管mn4的栅极；第四pmos管mp4的栅漏短接并连接第三nmos管mn3的漏极和第十二pmos管mp12的栅极，第十一pmos管mp11的栅漏短接并连接第九nmos管mn9的漏极和第五pmos管mp5的栅极；第六pmos管mp6的栅漏短接并连接第四nmos管mn4和第五pmos管mp5的漏极、第七pmos管mp7和第八pmos管mp8的栅极，第十三pmos管mp13的栅漏短接并连接第十nmos管mn10和第十二pmos管mp12的漏极、第十四pmos管mp14和第十五pmos管mp15的栅极；第五nmos管mn5的栅漏短接并连接第七pmos管mp7的漏极和第十二nmos管mn12的栅极，第十一nmos管mn11的栅漏短接并连接第十四pmos管mp14的漏极和第六nmos管mn6的栅极；第七nmos管mn7的栅漏短接并连接第八nmos管mn8的栅极、第六nmos管mn6和第八pmos管mp8的漏极，第十三nmos管mn13的栅漏短接并连接第十四nmos管mn14的栅极、第十二nmos管mn12和第十五pmos管mp15的漏极；第九pmos管mp9的栅漏短接并连接第八nmos管mn8的漏极和第十pmos管mp10的栅极，第十pmos管mp10和第十四nmos管mn14的漏极互连并作为stcb结构的误差放大器的输出端；第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12、第十三nmos管mn13和第十四nmos管mn14的源极接地，第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14和第十五pmos管mp15的源极接输入电压vin。

该结构的实质是通过交叉耦合以推挽push-pull形式即推挽式实现小信号的电流减法器，ac(交流电)下通过级联来逐级放大小信号电流，从而实现跨导增强gmboosting。stcb结构的ea具有强大的抽灌电流能力，同时最大限度保证了输出范围。此外，其高摆率高输出阻抗，高增益高带宽的特点也特别适用于cap-lessldo设计。该结构最大的缺点在瞬态，由于瞬态下小信号电流的逐级放大需要对镜像极点进行充电，即使环路有足够宽的带宽，响应抽灌功率管栅电容也需要经过一定的延迟，这个延迟时间内的负载电流由输出电容承担，会加剧输出电压的下冲undershoot和过冲overshoot。

为了克服stcb结构ea瞬态响应较慢的缺点，在ea内插入一级带高通滤波器的瞬态增强(tec)结构，本实施例中瞬态增强结构的电路实现图如图3所示，包括第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第一电容c1、第二电容c2、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16、第十七nmos管mn17、第十八nmos管mn18、第十六pmos管mp16、第十七pmos管mp17、第十八pmos管mp18和第十九pmos管mp19，第十八nmos管mn18的栅极通过第二电阻r2后接第二偏置电压vb2，其漏极接第十七pmos管mp17的漏极、第十八pmos管mp18的栅极和漏极以及第十九pmos管mp19的栅极，第一电阻r1接在第十八pmos管mp18的源极和输入电压vin之间，第一电容c1接在第十八nmos管mn18的栅极和功率管mp的漏极之间；第十六pmos管mp16的栅极通过第三电阻r3后接第一偏置电压vb1，其漏极接第十五nmos管mn15的漏极、第十六nmos管mn16的栅极和漏极以及第十七nmos管mp17的栅极，第四电阻r4接在第十六nmos管mn16的源极和地之间，第二电容c2接在第十六pmos管mp16的栅极和功率管mp的漏极之间；第十五nmos管mn15的栅极连接stcb结构的误差放大器中第三nmos管mn3的栅极，第十七pmos管mp17的栅极连接stcb结构的误差放大器中第五pmos管mp5的栅极；第十七nmos管mp17和第十九pmos管mp19的漏极接功率管的栅极，第十六pmos管mp16、第十七pmos管mp17和第十九pmos管mp19的源极接输入电压vin，第十五nmos管mn15、第十七nmos管mp17和第十八nmos管mn18的源极接地。

以轻载跳重载为例对该瞬态增强结构进行说明：稳态下，第十六pmos管mp16电流由静态电流偏置，该电流小于使第十五nmos管mn15处于饱和区的电流大小，因此第十七nmos管mn17和第十八nmos管mn18截止；瞬态下，高通滤波器将输出电压的变化量由第三电阻r3、第二电容c2构成的高通滤波器耦合到第十六pmos管mp16的栅极，增大第十六pmos管mp16的电流，同时第十五nmos管mn15的电流减小，第十六nmos管mn16迅速导通并产生大小为δi的瞬态电流。忽略衬底偏置效应，第十七nmos管mn17过驱动电压为vovn17＝vovn16+δir4，产生一股大电流下拉功率管mp栅电位。这样稳态下该级电路不会参与主环，仅在瞬态下上拉或下拉功率管的栅电位，从而实现了瞬态增强。

传统ldo的增益带宽积可表示为：

其中β为电阻分压比，gmea表示ea的跨导，gmp、rout、rg和cgs分别代表功率管的跨导、输出阻抗、输入阻抗和栅电容，cc表示密勒电容。

对于传统片上ldo而言，为了负载较大的电流，处于饱和区的功率管需要占用相当大的面积，否则重载下会因功率管进入线性区而导致环路增益出现显著下降。并且，随着功率管增益gmprout降低，式(1)中分母项逐渐增大，增益带宽积gbw也随之减小。为了在不增加功率管面积的情况下增大重载电流，本实施例中提出的ldo设置有自适应偏置结构，自适应偏置结构包括第二十三pmos管mps，第二十三pmos管mps的栅极接功率管mp的栅极，其源极接输入电压vin，其漏极接stcb结构的误差放大器中第一pmos管mp1的源极。通过mps采样功率管mp电流，加入ea尾电流来增大ea的跨导gmea，以补偿重载下功率管进入线性区所造成的环路带宽损耗。

如图2所示，本实施例中在功率管mp的栅极和漏极之间连接有微分器，本实施例采用的微分器为推挽结构的微分器，如图4所示，包括第五电阻rf3、第六电阻rf4、第三电容cf1、第四电容cf2、第十八nmos管mn18、第十九nmos管mn19、第二十nmos管mnf、第二十pmos管mp20、第二十一pmos管mp21和第二十二pmos管mpf，第十八nmos管mn18的栅极接第二十nmos管mnf和第二十一pmos管mp21的漏极，其漏极接第二十pmos管mp20的漏极并连接功率管mp的栅极，第二十pmos管mp20的栅极接第十九nmos管mn19和第二十二pmos管mpf的漏极；第二十一pmos管mp21的栅极接第一偏置电压vb1，第十九nmos管mn19的栅极接第二偏置电压vb2；第五电阻rf3接在第二十二pmos管mpf的栅极和漏极之间，第六电阻rf4接在第二十nmos管mnf的栅极和漏极之间；第三电容cf1接在第二十二pmos管mpf的栅极和功率管mp的漏极之间，第四电容cf2接在第二十nmos管mnf的栅极和功率管mp的漏极之间；第十八nmos管mn18、第十九nmos管mn19和第二十nmos管mnf的源极接地，第二十pmos管mp20、第二十一pmos管mp21和第二十二pmos管mpf的源极接输入电压vin。

通过放大第三电容cf1和第四电容cf2对环路进行了补偿，同时加快了瞬态响应速度。负载跳变时，vout的变化量通过第三电容cf1和第四电容cf2耦合，经第二十nmos管mnf和第二十二pmos管mpf放大后作用到第十八nmos管mn18和第二十pmos管mp20栅极，从而上拉或下拉功率管栅电位。加入微分器后的环路主次极点由式(2)～(3)给出：

其中cf表示第三电容cf1和第四电容cf2的电容值，rf表示第五电阻rf3和第六电阻rf4的电阻值，从以上两式可以看出，ldo输出极点受cf的影响向高频方向移动，等效为衰减了输出阻抗；主极点处等效电容增加了2gmgmfrf²gmproutcf，从而可以大大减小补偿所需的密勒电容所占芯片面积。因此微分器的引入分离了主极点与输出极点，对环路有着良好的补偿效果，并且相对密勒补偿而言，cf所占面积远小于达到同样性能使用的密勒电容面积。

本实施例中第一分压电阻和第二分压电阻为栅漏短接的pmos管。

图5给出了本发明所提出的ldo的环路稳定性设计，轻重载下有位置变化的零极点类似轻载ωpd，重载ωpd’给出。忽略中高频零极点，仅考虑位于功率管mp栅极处的主极点ωpd、ldo输出极点ωpo，以及合并ea与微分器ota后得到的中低频下的一对零极点ωz1、ωp1。从图中可以看到，增加微分器后主次极点分离，轻载下环路趋于稳定；增加自适应偏置后，重载下环路增益增大，带宽拓展。由于ωp1的存在，ωz1不能放在增益带宽积gbw内，否则ωpo在随负载电流增大向高频移动时会在0db之上与ωp1形成双极点doublepole，导致环路振荡。轻载下主次极点最为接近，为最差情况之一；另一最差情况出现在负载增大时ωpo与ωp1形成doublepole的情况。因此轻载时需要在带宽、增益和稳定性之间进行仔细折衷。由于重载下ea跨导随采样电流的增大而增大，ωz1将会向高频方向移动，ωz1、ωp1逐渐接近形成对消，增益裕度随之改善。

图6由实线和虚线分别给出了轻载50ua，重载100ma的ac响应曲线，环路增益分别为82.6db，72.5db；0db带宽分别为2mhz、2.2mhz；相位裕度分别为50.8°、91.7°。由此可以看到，本发明提出的ldo在轻载下有着良好的环路稳定性，重载下仍保持了较宽的带宽和增益。

图7给出了本实施例提出的结构(实线)和不带瞬态增强、自适应偏置和微分器结构调试出的ldo(虚线)之间的瞬态响应曲线，二者均在0.5us内在50ua和100ma负载之间进行切换，后者的补偿电容数倍于本发明提出的ldo。可以看到，相对于后者，本文提出的结构下冲undershoot在300mv内，且重载跳轻载时响应速度也更快，从而在宽范围负载内实现了快速瞬态响应。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。