一种超低功耗低电压低温漂的亚阈值基准电压产生电路的制作方法

本发明属于电压管理技术领域。具体涉及一种超低功耗低电压低温漂的亚阈值基准电压产生电路的设计。

背景技术：

随着人工智能技术的发展，可穿戴设备和植入式医疗产品已经受到消费者广泛的关注。由于在可穿戴以及可植入设备中，电池的尺寸和容量有限，如何降低电源管理芯片的功耗变得非常重要。其中，电压参考电路作为芯片中的重要模块之一其主要功能是为后续电路提供精准的电压参考。所以设计一个性能良好的电压基准就显得尤为关键，随着集成电路制造技术的不断进步，工艺特征尺寸变得越来越小。使得对芯片功耗的研究更加关注mos管的亚阈值区导电特性。因此，工作在亚阈值区的电压基准成为了近年来的研究热点。

传统的亚阈值基准电压产生电路主要依靠单个mos管来实现，受工艺偏差以及自身补偿的限制，不易实现低温漂，尤其是在在功耗、输出电压以及电源电压等条件的约束下，传统的亚阈值电压基准很难满足所有的要求。所以如何完成输出电压低、低温漂以及超低功耗的电压基准成为本发明的研究重点。

如图1所示是现有技术中一个典型的亚阈值基准电压产生电路，为了确保mos管工作在亚阈值区，一般来说，偏置电流i必须是纳安级别的，首先必须了解mos管工作在亚阈值区的特性，

其中，id表示的是mos管的漏级电流。μ＝μ0(t0/t)^m代表mos管的电子迁移率，t0是参考温度，μ0是参考温度t0下的电子迁移率，t代表的是绝对温度，m是温度指数，cox＝εox/tox，代表的是单位面积栅氧化层电容，εox表示的是氧化物介电常数，tox是氧化层的厚度，η是亚阈值区斜率因子，和工艺有关，标准的亚微米工艺下，约为1.5。w和l分别代表的是沟道宽度和长度，k＝w/l表示的是mos管的宽长比，vt＝kbt/q代表的是热电压，其中kb是玻尔兹曼常数，q是电子电荷。vgs是mos管的栅源电压，vth是阈值电压，vds是mos管的漏源电压。其中，特征电流用i0＝μcox(η-1)vt²。在实际的电路当中，漏源电压vds的值大于热电压vt的值，当vds≥3vt的时候，就能够得到简化的电流表达式：

对(2)进行化简，能够得到，

传统的亚阈值基准电压是利用一个纳安级的偏置电流使管子工作在亚阈值区，同时，管子的栅极和漏极连接到一起，通过栅源电压来产生基准电压，因此：

vref＝vgs(4)

由于栅源电压表达式当中，第一项阈值电压具有负温度系数，第二项具有正温度系数。通过正负温度系数的电压补偿生成基准电压。但是虽然利用此种方法得到基准电压比较容易，但是工作在亚阈值区的阈值电压的值都比较大，导致最终的输出电压也比较大，同时，只能通过调节电流以及k来补偿负温度系数的阈值电压，但是需要很大的l值，尺寸比例太大容易出现失配的问题，而且此种补偿方法精度不高，受工艺、温度影响都比较大。

由于实际项目对低电压以及精度要求越来越高，如何完成简单化、性能好的电路架构就显得尤为关键。

技术实现要素：

本发明目的是克服现有的亚阈值电压基准技术当中的输出电压偏大以及温度特性不足的问题，提供一种超低功耗低电压低温漂的亚阈值基准电压产生电路。

本发明技术方案是：

一种超低功耗低电压低温漂的亚阈值基准电压产生电路，包括启动电路、电流基准电路和两个补偿电路，所述的补偿电路一个是vptat发生器，另一个是vctat发生器；所述启动电路的输出端连接所述电流基准电路的控制端。

所述电流基准电路包括第一pmos管(mp1)、第二pmos管(mp2)、第三pmos管(mp3)、第一nmos管(mn1)、第二nmos管(mn2)、第三nmos管(mn3)和第四nmos管(mn4)；

第一nmos管(mn1)的漏极连接第一pmos管(mp1)的栅极和漏极以及第二pmos管(mp2)和第三pmos管(mp3)的栅极作为所述电流基准电路的控制端，第一nmos管的栅极连接到第三pmos管(mp3)的漏极和第三nmos管(mn3)的漏极；

第二nmos管(mn2)的栅漏短接并连接第二pmos管(mp2)的漏极和第三nmos管(mn3)的栅极，第二nmos管的源极连接到栅漏短接的第四nmos管(mn4)的漏极和第一nmos管(mn1)的源极，第三nmos管(mn3)的漏极连接到第三pmos管(mp3)的漏极并作为所述电流基准电路产生基准电流的输出端；

第三nmos管(mn3)和第四nmos管(mn4)的源极接地，第一pmos管(mp1)、第二pmos管(mp2)和第三pmos管(mp3)的源极接电源电压；

所述vptat发生器和vctat发生器包括第四pmos管(mp4)、第五pmos管(mp5)、第六pmos管(mp6)和第七pmos管(mp7)以及第五nmos管(mn5)、第六nmos管(mn6)、第七nmos管(mn7)和第八nmos管(mn8)；

第五nmos管(mn5)的栅漏短接并连接第六nmos管(mn6)的栅极和第四pmos管(mp4)的漏极，第五nmos管的源极连接第六nmos管(mn6)的漏极并作为所述vctat发生器的输出端连接vptat发生器的输入端，即第六pmos管(mp6)的栅极；

第六pmos管(mp6)的栅极作为vptat发生器的输入端连接到vctat发生器的输出端，第六pmos管的源极连接到第五pmos管(mp5)的漏极和第七pmos管(mp7)的源极；

第七pmos管(mp7)的栅漏短接同时连接到第八nmos管(mn8)的漏极并作为所述亚阈值基准电压产生电路的基准电压输出端；

第七nmos管(mn7)的栅漏短接同时连接到第八nmos管(mn8)的栅极，第七nmos管的漏极连接到第六pmos管(mp6)的漏极；

第六nmos管(mn6)、第七nmos管(mn7)和第八nmos管(mn8)的源极接地，第四pmos管(mp4)和第五pmos管(mp5)的源极接电源电压。

所述启动电路包括第九nmos管(ms2)、第十nmos管(ms3)、第十一nmos管(ms4)和第十二nmos管(mc1)以及第八pmos管(ms1)；

第十一nmos管(ms4)的栅极连接到第十nmos管(ms3)的漏极和第十二nmos管(mc1)的栅极，第十一nmos管的漏极连接到第八pmos管(ms1)的栅极以及栅漏短接的第一pmos管(mp1)的栅极并作为所述启动电路的输出端；

第九nmos管(ms2)的栅漏短接并连接到第十nmos管(ms3)的栅极，第九nmos管的漏极连接到第八pmos管(ms1)的漏极；

第九nmos管(ms2)、第十nmos管(ms3)和第十一nmos管(ms4)的源极接地，第十二nmos管(mc1)的源极和漏极以及第八pmos管(ms1)的源极接电源电压。

所述的第一pmos管(mp1)、第二pmos管(mp2)、第三pmos管(mp3)、第四pmos管(mp4)和第五pmos管(mp5)的宽长比相同，第五nmos管(mn5)和第六nmos管(mn6)的宽长比为1：1，第六pmos管(mp6)和第七pmos管(mp7)的宽长比为1：2，第七nmos管(mn7)和第八nmos管(mn8)的宽长比为4：3。

所述的第三nmos管(mn3)和第六nmos管(mn6)为标准电压是5.0v的nmos管，其余所有mos管的标准电压是1.8v。

所述的所有管子均工作在亚阈值区。

本发明的优点和有益效果：利用所有mos管工作在亚阈值区，使得本发明在实现超低功耗以及低电源电压的前提下，输出的基准电压值小并且温漂小。

附图说明

图1是现有技术中典型的亚阈值电压产生电路。

图2是本发明提出的亚阈值基准电压产生电路。

图3是本发明最终得到的低温漂的亚阈值基准电压曲线。

具体实施方式:

下面结合附图对本发明作进一步的阐述。

本发明提出了一种可在cmos工艺下完成的新型亚阈值基准电压产生电路如图2所示。包括4个部分，启动电路、电流基准电路和两个补偿电路，一个是vptat发生器，另一个是vctat发生器。

启动电路包括第九nmos管ms2、第十nmos管ms3、第十一nmos管ms4和第十二nmos管mc1以及第八pmos管ms1(启动电路的具体连接关系参见发明内容部分的描述)。第十二nmos管mc1作为启动电容使用，第十一nmos管ms4作为开关管使用，当系统上电以后，作为启动电容的第十二nmos管mc1的初始电压为电源电压，使开关管第十一nmos管ms4的栅极电位被拉高，第十一nmos管ms4导通，将第一pmos管(mp1)的栅极电位拉低，让电路正常工作，当电路正常工作以后，通过第八pmos管ms1镜像以及电流镜第九nmos管ms2和第十nmos管ms3的作用，使开关管的栅极电位被拉低，启动电路脱离整个电路。

如图2所示，电流基准电路包括：第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3和第四nmos管mn4(电路的具体连接关系参见发明内容部分的描述)。其中第一pmos管mp1、第二pmos管mp2和第三pmos管mp3的宽长比相同，核心电路包括标准电压为1.8v的第二nmos管mn2和第四nmos管mn4，标准电压为5.0v的第三nmos管(mn3)，其栅源电压具有如下表达式：

vgs,mn3＝vgs,mn2+vgs,mn4(5)

由于电流镜的宽长比相同，假设流过的电流为ib，因此，将(3)式带入(5)当中，能够得到：

其中，各字母表示的含义是c＝cox(η-1)，得到的基准电流通过第三pmos管mp3镜像给有源负载电路亦即补偿电路，该电路主要包括两个，一个是vptat发生器，另一个是vctat发生器。vctat发生器包括第四pmos管mp4、第五nmos管mn5和第六nmos管mn6，第五nmos管mn5的栅漏短接并连接第六nmos管mn6的栅极和第四pmos管mp4的漏极，其源极连接第六nmos管mn6的漏极并作为vctat发生器的输出端连接vptat发生器的输入端。

vptat发生器包括第五pmos管mp5、第六pmos管mp6和第七pmos管mp7以及第七nmos管mn7和第八nmos管mn8。第六pmos管mp6的栅极作为vptat发生器的输入端连接到vctat发生器的输出端，其源极连接到第五pmos管mp5的漏极和第七pmos管mp7的源极。

第七pmos管mp7的栅漏短接同时连接到第八nmos管mn8的漏极并作为所述亚阈值基准电压产生电路的基准电压输出端，第六pmos管mp6和第七pmos管mp7组成了不平衡的差分对，源级相互连接，能够产生一个正温度系数的电流，第七nmos管mn7和第八nmos管mn8构成了电流镜。

具体的实施办法是，首先，电流基准电路产生一个基准电流，由于第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3选用相同的宽长比，因此流过的电流都是ib并为两个发生器提供偏置电流。第五nmos管mn5和第六nmos管mn6具有不同的阈值电压，流过的电流都是ib，并且选取相同的宽长比，得到如下的表达式：

其中，m＝ηln(cox1/cox2)。阈值电压差具有负温度系数，虽然vt具有正温度系数，但是最终仍然是负温度系数。该表达式中第一项表示的是第六nmos管mn6和第五nmos管mn5的阈值电压差。考虑到第五nmos管mn5的体效应好处就是能降低δvth的电压值，同时，m是一个负值，最终利用阈值电压差值、考虑体效应以及利用m来降低输出的负温度系数电压的大小。然后作为正温度系数电压产生模块的输入电压，在vptat发生器当中，流过第六pmos管mp6和第七pmos管mp7的电流之比为电流镜第七nmos管mn7和第八nmos管mn8的镜像比例。可以得到正温度系数的表达式为

其中，n＝ηln(kmp7kmn7/kmp6kmn8)。vt具有正温度系数，最终得到了正温度系数的电压。正负温度相互补偿得到最终的基准电压表达式如下：

vref＝δvth+mvt+nvt(9)

该表达式第一项δvth是具有负温度系数的阈值电压差，经过第二项mvt，不但补偿了负温度系数电压同时还减小了输出的基准电压。通过调节第三项nvt当中四个管子的个数来补偿负温度系数电压。

本发明中所有的mos管都工作在亚阈值区，相比于传统的亚阈值电压基准，在实现超低功耗的同时，如图3所示，最终得到一个低输出电压、低温漂的基准电压。