互电容触控感测电路及噪声抑制方法与流程

本发明与触控面板有关，尤其是关于一种应用于互电容触控面板的互电容触控感测电路及噪声抑制方法。

背景技术：

一般而言，互电容触控面板可采用内嵌式(in-cell)或on-cell的结构设计来实现薄型化的触控面板设计。

然而，相较于具有out-cell结构的互电容式触控面板，内嵌式(in-cell)或on-cell的互电容式触控面板所采用的互电容触控感测电路会更靠近面板而更容易受到液晶翻转所产生的高噪声干扰。

如图1所示，上面的曲线是在有频率10khz的外部噪声的条件下所得到的频谱响应图，而下面的曲线则是在没有外部噪声的条件下所得到的频谱响应图。由下面的曲线可知：位于直流准位的是属于信号的部分；由上面的曲线可知：除了位于直流准位的是属于信号部分之外，还包含具有频率10khz的噪声部分。由于噪声部分与信号部分所处频率太接近，导致互电容触控感测电路难以透过简易的低通滤波器来将噪声部分有效滤除。

此外，由于互电容触控感测电路会距离手指信号源更远，使得触控感测信号的信噪比不佳，不仅会导致电容式触控面板的触控感测效能低落，还需额外透过硬体来提升触控感测信号的信噪比，导致制造成本无法降低。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提出一种应用于互电容触控面板的互电容触控感测电路及噪声抑制方法，以有效解决现有技术所遭遇到的上述种种问题。

根据本发明的一具体实施例为一种应用于互电容触控面板的互电容触控感测电路。于此实施例中，互电容触控感测电路是用以感测待测电容于互电容触控面板受触控时所产生的电容变化量并抑制外部环境噪声。互电容触控感测电路包含一运算放大器、一内部电容、一第一开关、一第二开关、一第三开关、一第一电容及一第二电容。运算放大器具有一第一输入端、一第二输入端及一输出端，其中第一输入端是耦接待测电容的一端且第二输入端是接地，输出端输出一输出电压。内部电容是耦接于运算放大器的输出端与第一输入端之间。第一开关的一端耦接一第一外部充电电压且其另一端耦接至待测电容与第一输入端之间。第二开关的一端耦接一第二外部充电电压且其另一端耦接至待测电容的另一端。第三开关的一端耦接一第三外部充电电压且其另一端耦接第二开关与待测电容的另一端。第一电容的一端耦接至待测电容与第一输入端之间且其另一端是接地。第二电容的一端耦接至待测电容的另一端且其另一端是接地。其中，第二外部充电电压与第三外部充电电压是大小相等且极性相反，第一开关、第二开关及第三开关是依照一特定顺序进行切换，致使第一外部充电电压与第二外部充电电压对待测电容进行充电，或是第一外部充电电压与第三外部充电电压对待测电容进行充电。

于一实施例中，第一开关的另一端与第一电容均耦接至待测电容与第一输入端之间的一接点。

于一实施例中，互电容触控感测电路进一步包含一第四开关。第四开关是耦接于接点与第一输入端之间。

于一实施例中，互电容触控感测电路进一步包含一模拟/数字转换器及一数字信号处理器。模拟/数字转换器耦接运算放大器的输出端。数字信号处理器耦接模拟/数字转换器。

于一实施例中，互电容触控感测电路进一步包含一第一极性单元及一第二极性单元。第一极性单元耦接于运算放大器的输出端与模拟/数字转换器之间，用以自运算放大器的输出端接收具有模拟格式的输出电压并维持输出电压的极性后输出至模拟/数字转换器。第二极性单元耦接于运算放大器的输出端与模拟/数字转换器之间，用以自运算放大器的输出端接收具有模拟格式的输出电压并反转输出电压的极性后输出至模拟/数字转换器。

于一实施例中，互电容触控感测电路进一步包含一第一极性单元及一第二极性单元。第一极性单元耦接于模拟/数字转换器与数字信号处理器之间，用以自模拟/数字转换器接收已被模拟/数字转换器由模拟格式转换为数字格式的输出电压并维持输出电压的极性后输出至数字信号处理器。第二极性单元耦接于模拟/数字转换器与数字信号处理器之间，用以自模拟/数字转换器接收已被模拟/数字转换器由模拟格式转换为数字格式的输出电压并反转输出电压的极性后输出至数字信号处理器。

于一实施例中，互电容触控感测电路进一步包含一第一极性单元及一第二极性单元。第一极性单元耦接数字信号处理器，用以自数字信号处理器接收已依序被模拟/数字转换器由模拟格式转换为数字格式且经数字信号处理器处理后的输出电压并维持输出电压的极性。第二极性单元耦接数字信号处理器，用以自数字信号处理器接收已依序被模拟/数字转换器由模拟格式转换为数字格式且经数字信号处理器处理后的输出电压并反转输出电压的极性。

于一实施例中，互电容触控感测电路进一步包含另一数字信号处理器，分别耦接第一极性单元及第二极性单元，用以分别自第一极性单元接收维持极性的输出电压以及自第二极性单元接收反转极性的输出电压。

于一实施例中，于第奇数个相位下，第一开关与第二开关导通，但第三开关与第四开关未导通，则由第一外部充电电压与第二外部充电电压对待测电容充电，致使待测电容所储存的一第一电荷量等于(第二外部充电电压与第一外部充电电压之间的差值)与待测电容的乘积。

于一实施例中，于第偶数个相位下，切换成第三开关与第四开关导通且第一开关与第二开关未导通，改由第三外部充电电压对待测电容充电，致使待测电容所储存的第二电荷量等于第三外部充电电压与待测电容之乘积。

于一实施例中，当待测电容受触控时，输出电压的一第一输出电压变化量与内部电容的乘积等于待测电容受触控时的电容变化量与两倍的第三外部充电电压的乘积。

于一实施例中，于第奇数个相位下，第一开关与第三开关导通，但第二开关与第四开关未导通，则由第一外部充电电压与第三外部充电电压对待测电容充电，致使待测电容所储存的第一电荷量等于(第三外部充电电压与第一外部充电电压之间的差值)与待测电容的乘积。

于一实施例中，于第偶数个相位下，切换成第二开关与第四开关导通且第一开关与第三开关未导通，改由第二外部充电电压对待测电容充电，致使待测电容所储存的第二电荷量等于第二外部充电电压与待测电容的乘积。

于一实施例中，当待测电容受触控时，输出电压的第一输出电压变化量与内部电容的乘积等于待测电容受触控时的电容变化量与两倍的第二外部充电电压的乘积。

根据本发明的另一具体实施例为一种应用于互电容触控面板的噪声抑制方法，用以在互电容触控面板感测因触控所产生的电容变化信号时抑制外部环境噪声。该噪声抑制方法包含下列步骤：(a)即时感测外部环境噪声所处的一原始频带，其中原始频带是相近于电容变化信号所处的一直流(dc)频带；(b)根据步骤(a)的感测结果选择相对应的电容驱动调变系数，致使外部环境噪声由原始频带移至一高频频带，其中高频频带高于原始频带及直流频带；(c)透过一解调变机制将电容变化信号拉回至直流频带，致使处于直流频带的电容变化信号与处于高频频带的外部环境噪声能彼此分离；以及(d)采用低通滤波器将处于高频频带的外部环境噪声滤除，以保留处于直流频带的电容变化信号。

于一实施例中，进一步包含：依照一特定顺序切换以一第一外部充电电压与一第二外部充电电压对一待测电容进行充电、以该第一外部充电电压与一第三外部充电电压对该待测电容进行充电、或是仅由该第二外部充电电压或该第三外部充电电压对该待测电容进行充电，其中该第二外部充电电压与该第三外部充电电压是大小相等且极性相反。

于一实施例中，当该第一外部充电电压与该第二外部充电电压对该待测电容进行充电时，该待测电容所储存的一第一电荷量等于(该第二外部充电电压与该第一外部充电电压之间的差值)与该待测电容的乘积；当该第一外部充电电压与该第三外部充电电压对该待测电容进行充电时，该待测电容所储存的一第二电荷量等于(该第三外部充电电压与该第一外部充电电压之间的差值)与该待测电容的乘积。

相较于现有技术，根据本发明的应用于互电容触控面板的互电容触控感测电路及噪声抑制方法可有效改善先前技术所遭遇到的问题并达到下列具体功效：

(1)可适用于高噪声的电容感测环境；

(2)可有效降低电容的驱动时间；

(3)可有效降低电容驱动的整体耗电需求；

(4)可得到更好的触控感测效果。

关于本发明的优点与精神可以藉由以下的发明详述及所附图式得到进一步的了解。

附图说明

图1为现有技术的互电容触控感测电路所得到的互电容触控感测信号在有无外部噪声的条件下的频谱响应图。

图2为根据本发明的一较佳具体实施例中的互电容触控感测电路的示意图。

图3a至图3c分别为互电容触控感测电路的不同实施例。

图4为本发明的互电容触控感测电路所得到的互电容触控感测信号在有外部噪声的条件下其低频部分可展延至高频区域的频谱响应图。

图5为本发明的一较佳具体实施例中的噪声抑制方法的流程图。

主要元件符号说明：

op：运算放大器

sw1：第一开关

sw2：第二开关

sw3：第三开关

sw4：第四开关

cm：待测电容

cf：内部电容

vo：输出电压

v1：第一外部充电电压

v2：第二外部充电电压

-v2：第三外部充电电压

cb1：第一电容

cb2：第二电容

x(1)：第一极性单元

x(-1)：第二极性单元

adc：模拟/数字转换器

dsp：数字信号处理器

s10～s16：步骤

具体实施方式

根据本发明的一较佳具体实施例为一种应用于互电容触控面板的互电容触控感测电路。于此实施例中，互电容触控感测电路是用以感测待测电容于互电容触控面板受触控时所产生的电容变化量并抑制外部环境噪声。

请参照图2，图2为根据本发明的一较佳具体实施例中的互电容触控感测电路的示意图。如图2所示，互电容触控感测电路包含运算放大器op、内部电容cf、第一开关sw1、第二开关sw2、第三开关sw3、第四开关sw4、第一电容cb1及第二电容cb2。

运算放大器op具有一第一输入端、一第二输入端及一输出端，其中运算放大器op的第一输入端是耦接待测电容cm的一端且运算放大器op的第二输入端是接地，运算放大器op的输出端输出一输出电压vo。第四开关sw4耦接于待测电容cm与运算放大器op的第一输入端之间。

内部电容cf是耦接于运算放大器op的输出端与第一输入端之间。第一开关sw1的一端耦接第一外部充电电压v1且第一开关sw1的另一端耦接至待测电容cm与第四开关sw4之间的一接点。第二开关sw2的一端耦接第二外部充电电压v2且第二开关sw2的另一端耦接至待测电容cm的另一端。第三开关sw3的一端耦接第三外部充电电压(-v2)且第三开关sw3的另一端耦接第二开关sw2的另一端与待测电容cm的另一端。第一电容cb1的一端耦接至待测电容cm与第四开关sw4之间的该接点且第一电容cb1的另一端是接地。第二电容cb2的一端耦接至待测电容cm的另一端且第二电容cb2的另一端是接地。

需说明的是，本发明中的第二外部充电电压v2与第三外部充电电压(-v2)是大小相等且极性相反。本发明中的互电容触控感测电路中的第一开关sw1、第二开关sw2及第三开关sw3是依照一特定顺序进行切换，致使第一外部充电电压v1与第二外部充电电压v2对待测电容cm进行充电，或是第一外部充电电压v1与第三外部充电电压(-v2)对待测电容cm进行充电。

接下来，将针对本发明所采用的不同驱动方式及电容转电荷侦测机制进行详细说明。

(1)第一种驱动方式：

于第奇数个相位(例如第一相位、第三相位、…)下，控制第一开关sw1与第二开关sw2导通且控制第三开关sw3及第四开关sw4未导通，此时会由第一外部充电电压v1与第二外部充电电压v2对待测电容cm进行充电，致使待测电容cm所储存的第一电荷量等于[(cm)x(v2-v1)]，亦即(第二外部充电电压v2与第一外部充电电压v1之间的差值)与(待测电容cm)的乘积，至于较靠近运算放大器op的第一输入端的第一电容cb1所储存的电荷量则为(cb1xv1)。

于第偶数个相位(例如第二相位、第四相位、…)下，控制第三开关sw3与第四开关sw4导通且控制第一开关sw1与第二开关sw2未导通，此时会由第三外部充电电压(-v2)对待测电容cm进行充电，致使待测电容cm所储存的第二电荷量等于[(cm)x(-v2)]，亦即第三外部充电电压(-v2)与待测电容cm的乘积，至于较靠近运算放大器op的第一输入端的第一电容cb1所储存的电荷量则为0。

当待测电容cm受触控时，输出电压vo的第一输出电压变化量△vout1与内部电容cf的乘积会等于待测电容cm受触控时的电容变化量△cfinger与两倍的第三外部充电电压(-v2)的乘积，亦即输出电压vo的第一输出电压变化量△vout1＝[(△cfinger)x(-2v2)]/(cf)。

若受到外部噪声干扰，则输出电压vo的第三输出电压变化量△vout3与内部电容cf的乘积会等于受噪声干扰时的电压变化量△vnoise与第一电容cb1的乘积，亦即输出电压vo的第三输出电压变化量△vout3＝[(△vnoise)x(cb1)]/(cf)。

(2)第二种驱动方式：

于第奇数个相位(例如第一相位、第三相位、…)下，控制第一开关sw1与第三开关sw3导通且控制第二开关sw2及第四开关sw4未导通，此时会由第一外部充电电压v1与第三外部充电电压(-v2)对待测电容cm进行充电，致使待测电容cm所储存的第一电荷量等于[(cm)x(-v2-v1)]，亦即(第三外部充电电压(-v2)与第一外部充电电压v1之间的差值)与(待测电容cm)的乘积，至于较靠近运算放大器op的第一输入端的第一电容cb1所储存的电荷量则为(cb1xv1)。

于第偶数个相位(例如第二相位、第四相位、…)下，控制第二开关sw2与第四开关sw4导通且控制第一开关sw1与第三开关sw3未导通，此时会由第二外部充电电压v2对待测电容cm进行充电，致使待测电容cm所储存的第二电荷量等于[(cm)x(v2)]，亦即第二外部充电电压v2与待测电容cm的乘积，至于较靠近运算放大器op的第一输入端的第一电容cb1所储存的电荷量则为0。

当待测电容cm受触控时，输出电压vo的第二输出电压变化量△vout2与内部电容cf的乘积会等于待测电容cm受触控时的电容变化量△cfinger与两倍的第二外部充电电压v2的乘积，亦即输出电压vo的第二输出电压变化量△vout2＝[(△cfinger)x(2v2)]/(cf)。

若受到外部噪声干扰，则输出电压vo的第三输出电压变化量△vout3与内部电容cf的乘积会等于受噪声干扰时的电压变化量△vnoise与第一电容cb1的乘积，亦即输出电压vo的第三输出电压变化量△vout3＝[(△vnoise)x(cb1)]/(cf)。

接下来，请参照图3a至图3c。图3a至图3c分别为本发明的互电容触控感测电路的不同实施例。

于图3a所示的实施例中，互电容触控感测电路除了包含前述图2中的电路之外，互电容触控感测电路还可进一步包含模拟/数字转换器adc、数字信号处理器dsp、第一极性单元x(1)及第二极性单元x(-1)。第一极性单元x(1)与第二极性单元x(-1)并联于运算放大器op的输出端与模拟/数字转换器adc的输入端之间。模拟/数字转换器adc的输出端耦接数字信号处理器dsp的输入端。

第一极性单元x(1)用以自运算放大器op的输出端接收具有模拟格式的输出电压vo并维持输出电压vo的极性后输出至模拟/数字转换器adc的输入端。第二极性单元x(-1)用以自运算放大器op的输出端接收具有模拟格式的输出电压vo并反转输出电压vo的极性后输出至模拟/数字转换器adc的输入端。当模拟/数字转换器adc分别接收到第一极性单元x(1)所输出的维持原本极性的模拟格式的输出电压vo与第二极性单元x(-1)所输出的反转原本极性的模拟格式的输出电压vo时，模拟/数字转换器adc会分别将维持原本极性的模拟格式的输出电压vo及反转原本极性的模拟格式的输出电压vo均转换为数字格式后输出至数字信号处理器dsp进行数字信号处理。

于图3b所示的实施例中，模拟/数字转换器adc的输入端耦接至运算放大器op的输出端。第一极性单元x(1)与第二极性单元x(-1)并联于模拟/数字转换器adc的输出端与数字信号处理器dsp的输入端之间。

模拟/数字转换器adc用以自运算放大器op的输出端接收具有模拟格式的输出电压vo并将其转换为具有数字格式的输出电压vo。第一极性单元x(1)用以自模拟/数字转换器adc的输出端接收已被模拟/数字转换器adc由模拟格式转换为数字格式的输出电压vo并维持输出电压vo的极性后输出至数字信号处理器dsp的输入端。第二极性单元x(-1)用以自模拟/数字转换器adc的输出端接收已被模拟/数字转换器adc由模拟格式转换为数字格式的输出电压vo并反转输出电压vo的极性后输出至数字信号处理器dsp的输入端。当数字信号处理器dsp分别接收到维持原本极性的数字格式的输出电压vo与反转原本极性的数字格式的输出电压vo时，数字信号处理器dsp会分别对维持原本极性的数字格式的输出电压vo与反转原本极性的数字格式的输出电压vo进行数字信号处理。

于图3c所示的实施例中，模拟/数字转换器adc的输入端耦接至运算放大器op的输出端。数字信号处理器dsp的输入端耦接至模拟/数字转换器adc的输出端。第一极性单元x(1)与第二极性单元x(-1)并联于数字信号处理器dsp的输出端与数字信号处理器dsp的输入端之间。

模拟/数字转换器adc用以自运算放大器op的输出端接收具有模拟格式的输出电压vo并将其转换为具有数字格式的输出电压vo后输出至数字信号处理器dsp进行数字信号处理。

第一极性单元x(1)用以自数字信号处理器dsp的输出端接收已依序被模拟/数字转换器adc由模拟格式转换为数字格式且经数字信号处理器dsp处理后的数字格式的输出电压vo并维持输出电压vo的极性后输出至另一数字信号处理器dsp的输入端。第二极性单元x(-1)用以自数字信号处理器dsp的输出端接收已依序被模拟/数字转换器adc由模拟格式转换为数字格式且经数字信号处理器dsp处理后的数字格式的输出电压vo并反转输出电压vo的极性后输出至另一数字信号处理器dsp的输入端。

当另一数字信号处理器dsp分别自第一极性单元x(1)接收到维持原本极性的数字格式的输出电压vo与自第二极性单元x(-1)接收到反转原本极性的数字格式的输出电压vo时，另一数字信号处理器dsp会分别对维持原本极性的数字格式的输出电压vo与反转原本极性的数字格式的输出电压vo进行数字信号处理。

需说明的是，于上述各实施例中，每当外部充电电压的极性改变时，例如从第二外部充电电压v2切换为第三外部充电电压(-v2)或从第三外部充电电压(-v2)切换为第二外部充电电压v2时，亦会改变输出电压vo的极性。

于第奇数个相位(例如第一相位、第三相位、…)下，当正极性的第二外部充电电压v2对待测电容cm充电时，触控与噪声干扰所造成的输出电压变化量＝[(△cfinger)x(2v2)/(cf)]+[(△vnoise)x(cb1)/(cf)]；当负极性的第三外部充电电压(-v2)对待测电容cm充电时，触控与噪声干扰所造成的输出电压变化量＝[(△cfinger)x(-2v2)/(cf)]+[(△vnoise)x(cb1)/(cf)]。假设于扫瞄过程中，扫瞄频率远大于噪声频率，则正极性的第二外部充电电压v2对待测电容cm充电的次数与负极性的第三外部充电电压(-v2)对待测电容cm充电的次数相同，均为n/2，则由于触控与噪声干扰所造成的总输出电压变化量

＝(n/2)x{[(△cfinger)x(2v2)/(cf)]+[(△vnoise)x(cb1)/(cf)]}－(n/2)x{[(△cfinger)x(-2v2)/(cf)]+[(△vnoise)x(cb1)/(cf)]}

＝2nxv2x(△cfinger)/(cf)。

需说明的是，于图3a所示的实施例中，第二极性单元x(-1)是对模拟的输出电压vo进行极性反转；于图3b及图3c所示的实施例中，第二极性单元x(-1)是对数字的输出电压vo进行极性反转。也就是说，本发明中的输出电压极性反转机制可发生于模拟端或数字端，无特定的限制。

此外，由于上述输出电压极性反转机制对于相同频率或相近频率的噪声抑制效果较有限，因此，上述输出电压极性反转机制可进一步配合环境侦测技巧来动态或非动态地调整相位切换的频率。例如：于第奇数个相位(例如第一相位、第三相位、…)下，以正极性的第二外部充电电压v2对待测电容cm充电或是以负极性的第三外部充电电压(-v2)对待测电容cm充电的次数多寡及出现顺序及关连性均无特定限制，可视实际应用环境的需求而搭配不同系数组合进行调整，以得到最佳的噪声抑制效果。

接着，请参照图4，图4为本发明的互电容触控感测电路所得到的互电容触控感测信号在有外部噪声的条件下其低频部分可展延至高频区域的频谱响应图。其中，图4中上面的曲线是在有频率10khz的外部噪声的条件下所得到的频谱响应图，而下面的曲线则是在没有外部噪声的条件下所得到的频谱响应图。

相较于图1所示的现有技术，由图4可知：在有频率10khz的外部噪声的条件下，本发明的互电容触控感测电路所得到的互电容触控感测信号除了位于直流准位的信号部分之外，还可将频率10khz的低频部分展延至频率240khz的高频区域，藉此即可将噪声部分所处的频率范围与信号部分所处的频率范围拉开，使得本发明的互电容触控感测电路能够透过简易的低通滤波器将噪声部分滤除。

根据本发明的另一具体实施例为一种应用于互电容触控面板的噪声抑制方法。于此实施例中，该噪声抑制方法是用以在互电容触控面板感测因触控所产生的电容变化信号时抑制外部环境噪声。

请参照图5，图5为此实施例中的噪声抑制方法的流程图。如图5所示，该噪声抑制方法包含下列步骤：

步骤s10：即时感测外部环境噪声所处的原始频带，其中原始频带是相近于电容变化信号所处的直流频带；

步骤s12：根据步骤s10的感测结果选择相对应的电容驱动调变系数，致使外部环境噪声由原始频带移至高频频带，其中高频频带高于原始频带及直流频带；

步骤s14：透过解调变机制将电容变化信号拉回至直流频带，致使处于直流频带的电容变化信号与处于高频频带的外部环境噪声能彼此分离；以及

步骤s16：采用低通滤波器将处于高频频带的外部环境噪声滤除，以保留处于直流频带的电容变化信号。

于实际应用中，噪声抑制方法可进一步依照特定顺序切换以第一外部充电电压与第二外部充电电压对待测电容进行充电、以第一外部充电电压与第三外部充电电压对待测电容进行充电、或是仅由第二外部充电电压或第三外部充电电压对待测电容进行充电，其中第二外部充电电压与第三外部充电电压是大小相等且极性相反。

当第一外部充电电压与第二外部充电电压对待测电容进行充电时，待测电容所储存的第一电荷量等于(第二外部充电电压与第一外部充电电压之间的差值)与待测电容的乘积；当第一外部充电电压与第三外部充电电压对待测电容进行充电时，待测电容所储存的第二电荷量等于(第三外部充电电压与第一外部充电电压之间的差值)与待测电容的乘积。

相较于现有技术，根据本发明的应用于互电容触控面板的互电容触控感测电路及噪声抑制方法可有效改善先前技术所遭遇到的问题并达到下列具体功效：

(1)可适用于高噪声的电容感测环境；

(2)可有效降低电容的驱动时间；

(3)可有效降低电容驱动的整体耗电需求；

(4)可得到更好的触控感测效果。

由以上较佳具体实施例的详述，是希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所揭露的较佳具体实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲申请之专利范围的范畴内。