专利名称：二自由度位置控制方法和装置以及介质存储装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用反馈和前馈两者的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置及介质存储装置，更具体地说，涉及使用观测器控制进行二自由度控制的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置及介质存储装置。
背景技术：
用于将对象的位置控制到目标位置的装置已被广泛使用。例如，该装置用于将读写头移动到目标轨道的寻道控制，该寻道控制是诸如磁盘装置和光盘装置的盘装置的定位控制中的一种。
用于该寻道控制的方法使用二自由度控制(two degree of freedom)。在该二自由度控制中，在形成反馈回路的同时通过滤波器设置目标位置。换言之，将从目标位置到观测位置的传递函数设置成低通滤波器的形式。由此，可以有效地抑制过冲(超限)。
在通常还用于盘装置的观测器控制系统中，可以构建二自由度控制系统。在这种情况下，该控制系统为二阶低通滤波器(在下文中称为LPF)的形式，其具有与反馈极相同的极。图12是现有技术的二自由度控制的框图。
如图12所示，目标轨迹产生部100根据目标位置r产生目标轨迹r(n)。目标轨迹r(n)表示在为各个采样确定的在采样之间移动的目标位置。另一方面，位置误差计算部102计算目标位置“r”与从受控对象(plant)106观测的当前位置“y”之间的误差y[n]。控制器104接收目标轨迹r(n)和位置误差y[n]，进行二自由度观测器的计算，计算受控对象106的驱动命令值，并驱动受控对象106。
作为用于控制器104的观测器，已经提出了图13和图14所示的二自由度控制观测器(例如，“Digital Control of Dynamic Systems”，(由GeneF.Franklin及另两人所著，Addison-Wesley出版，1998))。如图13所示，观测器(估计器)104-1用于控制器104。该估计器104-1根据受控对象106的当前位置“y”以及对受控对象106的输出，来计算输出u[n]，并在增益乘法块104-2中将其输出乘以开环增益K，然后反馈该结果。
在乘法块104-4中，将目标轨迹r[n]乘以系数N，将结果输出到加法块104-3并与增益乘法块104-2的输出相加，从而计算对受控对象106的输出u[n]。
图14示出了由下面的式(1)、(2)和(3)所表示的该二自由度控制的简化观测器。
Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n))...(1) u(n)＝-F·Xh(n)...(2) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B·u(n)...(3) 换言之，在计算块202中计算当前采样“n”中的观测位置y(n)与根据前一采样估计的当前采样的估计位置C·Xb(n)之间的差，并且产生估计位置误差er[n]。在乘法块204中，将该估计位置误差er[n]乘以估计增益L，从而产生校正值。
在加法块206中，将该校正值与Xb[n](例如估计位置和估计速度)相加。由此，使用式(1)产生了Xh(n)(例如当前采样中的估计位置和估计速度)。在正常状态反馈的情况下，将估计状态的估计位置Xh(n)乘以一增益，并将估计速度乘以该增益，并且确定其总和以产生状态反馈电流。
在上述二自由度控制中，仍然使用在将估计速度乘以该增益时的值，但是在加法块210中计算估计位置Xh(n)与目标位置轨迹r(n)之间的差值，在乘法块212中将结果乘以反馈增益F，该结果用于状态反馈。换言之，计算了式(2)。
另一方面，在乘法块214和216以及加法块218中使用式(3)根据当前采样的估计状态Xh(n)和输出值u(n)来计算下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)。
这里，A、B、C、C^T、L和F是位置x、速度v、偏置值b以及扰动值d1和d2的矩阵。A、B和L是状态估计增益，F是反馈增益，并且C和C^T(转置矩阵)由下面的式(4)和(5)给出。
C＝(10000)...(4) 由式(1)、式(2)和式(3)以及图14所指示的当前观测器(currentobserver)可以仅通过将目标轨迹r(n)乘以式(5)的C^T并将结果与正常当前观测器相加，来实现二自由度控制。
上述现有技术的二自由度控制提出了一种单速率控制，这意味着驱动电流在一个采样中改变一次，如图15所示。换言之，如图15所示，观测当前采样“n”的位置，进行一次二自由度控制计算，并输出驱动电流u(n)。
然而，在数字控制中，通过微控制器进行计算处理，因此产生输出延迟时间。随着近来对高速移动和高精度定位的需求，在一个采样中估计一次状态以改变驱动电流的传统方法中，控制延迟变得显著。
例如，在磁盘装置的情况下，密度设置得较高，在一个盘面上有几万条轨道，并且需要高移动速度，因此即使估计了一次状态并且在一次状态估计中改变一次装置电流，在计算期间状态改变也会变得显著，并且输出延迟使得难以进行高精度的位置控制，容易发生超限。
发明内容
鉴于前面的描述，本发明的一个目的是提供一种防止二自由度控制的输出延迟的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置以及介质存储装置。
本发明的另一目的是提供一种即使执行二自由度控制也可实现高精度的位置控制的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置以及介质存储装置。
本发明的又一目的是提供一种在一个采样中多次改变输出的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置以及介质存储装置。
本发明的又一目的是提供一种二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置以及介质存储装置，用于减少计算处理时间，并且防止相位容限(phase margin)的减小和响应的劣化。
为了实现这些目的，提供了一种根据本发明的通过致动器来将对象的位置控制到目标位置的位置控制方法，所述方法具有以下步骤基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置，来计算位置误差；根据所述位置误差与当前观测器的当前采样中的估计位置之间的估计位置误差，来校正当前采样中的估计位置；计算经校正的估计位置与所述当前采样中的目标轨迹之间的差，并且基于一个采样前的输出值和所述差，来计算从采样时间点提前了预定时间的估计位置；基于所述提前的估计位置，来计算对所述致动器的输出值；以及基于经校正的估计位置、所述当前采样中的输出值、以及一个采样前的输出值，来计算用于下一输出值计算的估计位置。
提供了一种根据本发明的介质存储装置，该介质存储装置具有读写头，至少用于读取盘存储介质上的数据；致动器，用于将所述读写头定位到所述存储介质的预定位置；和控制单元，用于根据所述读写头的目标位置和从所述读写头获取的当前位置来计算位置误差，并计算通过当前观测器控制来驱动所述致动器的输出值，其中，所述控制单元根据所述位置误差与所述当前观测器的当前采样中的估计位置之间的估计位置误差来校正当前采样中的估计位置，计算经校正的估计位置与所述当前采样中的目标轨迹之间的差，基于一个采样前的输出值和所述差来计算从采样时间点提前了预定时间的估计位置，基于所述提前的估计位置来计算对所述致动器的输出值，并且基于经校正的估计位置、所述当前采样中的输出值、以及一个采样前的输出值来计算用于下一输出值计算的估计位置。
根据本发明的位置控制装置是一种通过致动器将对象的位置控制到目标位置的位置控制装置，所述位置控制装置具有基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置来计算位置误差的块；当前观测器，用于根据所述位置误差与当前采样中的估计位置之间的估计位置误差来校正当前采样中的估计位置，计算经校正的估计位置与所述当前采样中的目标轨迹之间的差，基于一个采样前的输出值和所述差来计算从采样时间点提前了预定时间的估计位置，基于所述提前的估计位置来计算对所述致动器的输出值，以及基于经校正的估计位置、所述当前采样中的输出值、以及一个采样前的输出值来计算用于下一输出值计算的估计位置。
优选的是，本发明还具有以下步骤计算用于计算下一输出值的估计位置与当前采样+0.5个采样时的目标轨迹之间的差，并且基于0.5个采样前的输出值、所述当前采样的输出值、以及所述差，来计算从采样时间点提前了0.5个采样的估计位置；基于所述提前的估计位置，来计算对所述致动器的输出值；以及基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值、0.5个采样前的输出值、以及所述计算出的输出值，来计算下一采样的估计位置。
在本发明中，优选的是，计算所述提前的估计位置的步骤还包括如下步骤使用所述估计位置误差，对用于计算下一输出值的估计位置进行校正。
优选的是，本发明还具有如下步骤基于所述目标位置，产生各个采样时间点处的目标轨迹。
优选的是，本发明还具有如下步骤基于所述目标位置，产生各个采样时间点与从该采样时间点提前了0.5个采样的时间点之间的目标轨迹。
在本发明中，优选的是，计算所述位置误差的步骤还包括如下步骤计算从至少读取存储介质中的数据的读写头的输出中获取的当前位置与用于驱动所述致动器并将所述读写头移动到所述存储介质的预定位置的目标位置之间的位置误差。
在用于防止超限的所述二自由度控制系统中，考虑了二自由度控制的输出延迟(驱动放大器、D/A转换器等的计算延迟和硬件延迟)，并计算了从采样时间点提前了延迟量的Td的估计状态，然后基于该估计状态计算该输出，因此，即使状态在从采样时间点开始的计算期间改变，也可防止输出延迟的影响，并且可以进行高度精确的位置控制，因此可防止超限。
此外，因为在相同的采样时间计算二自由度控制项，所以可以防止计算序列变得复杂，并且可以高速地进行计算。此外，可以遵从状态估计序列，从而可以保持整个系统的稳定性。此外，电流波形变得平滑，这有助于减少介质存储装置的寻道时间和防止超限。
图1是表示根据本发明实施例的介质存储装置的框图。
图2是表示图1中的盘的位置信号的图。
图3是表示图2中的位置信号的细节的图。
图4是表示根据本发明实施例的寻道控制的转换的图。
图5是表示根据本发明第一实施例的当前观测器的框图。
图6是表示图5的一个变型的框图。
图7是表示图5和图6中的操作序列的图。
图8是表示根据本发明第二实施例的当前观测器的框图。
图9是表示图8中的操作序列的图。
图10是表示图8中的当前观测器的框图。
图11是表示根据本发明第三实施例的当前观测器的框图。
图12是表示现有技术的当前观测器的框图。
图13是表示现有技术的二自由度控制的框图。
图14是表示图13的细节的框图。
图15是表示图13中的操作序列的图。
具体实施例方式 现在将按照介质存储装置、二自由度位置控制系统的第一实施例、第二实施例、第三实施例以及其它实施例的顺序来描述本发明的实施例，但是本发明不限于这些实施例。
介质存储装置 图1是表示根据本发明实施例的介质存储装置的框图，图2是表示图1中的磁盘的位置信号的设置的图，图3是表示图1和图2中的磁盘的位置信号的图，图4是表示寻道控制的控制转换的图。
图1示出了作为介质存储装置的磁盘装置。如图1所示，作为磁存储介质的磁盘4被安装在主轴电机5的旋转轴2上。主轴电机5使磁盘4旋转。致动器(VCM)1的端部具有磁头3，并且沿磁盘4的半径方向移动磁头3。
致动器1包括音圈电机(VCM)，该音圈电机以所述旋转轴为中心旋转。在图1中，两个磁盘4安装在磁盘装置上，四个磁头3由同一致动器1同时驱动。磁头3具有读取元件和写入元件。磁头3包括读取元件，其包括叠置在滑块(slider)上的磁电阻(MR)元件；和写入元件，其包括叠置在其上的写入线圈。
位置检测电路7将由磁头3读取的位置信号(模拟信号)转换为数字信号。读/写(R/W)电路10控制磁头3的读取和写入。主轴电机(SPM)驱动电路8驱动主轴电机5。音圈电机(VCM)驱动电路6向音圈电机(VCM)1提供驱动电流，并驱动VCM 1。
微控制器(MCU)14从来自位置检测电路7的数字位置信号中检测(解调)当前位置，并且根据检测出的当前位置和目标位置之间的误差来计算VCM驱动命令值。换言之，微控制器14执行位置解调和伺服控制(当前观测器控制)，所述伺服控制包括在图5中及以后描述的扰动抑制。只读存储器(ROM)13存储MCU 14的控制程序。随机存取存储器(RAM)12存储用于MCU 14的处理的数据。
硬盘控制器(HDC)11根据伺服信号的扇区号来判断在一条轨道中的位置，并且记录/再现数据。缓冲用随机存取存储器(RAM)15临时存储读取数据或写入数据。HDC 11通过接口IF(例如USB(通用串行总线)、ATA或SCSI(小型计算机系统接口))与主机进行通信。总线9将这些组成元件连接起来。
如图2所示，在磁盘4上，伺服信号(位置信号)16从外圆周向内圆周以相等的间隔沿圆周方向布置在各条轨道上。每条轨道具有多个扇区，图2中的实线表示记录有伺服信号16的位置。如图3所示，位置信号包括伺服标记ServoMark、轨道号GrayCode、索引Index和偏移信息(伺服脉冲串)PosA、PosB、PosC和PosD。图3中的虚线表示轨道中心。
由磁头3读取图3中的位置信号，并利用轨道号GrayCode和偏移信息PosA、PosB、PosC和PosD来检测磁头在半径方向上的位置。另外，还根据索引信号Index来获取磁头在圆周方向上的位置。
例如，将在检测到索引信号时的扇区号设置为第0号，每次当检测到伺服信号时对该扇区号进行递增，以获取轨道的各扇区的扇区号。伺服信号的扇区号被用作在记录/再现数据时的基准。一条轨道中有一个索引信号。可以设置扇区号，而不是索引信号。
图1中的MCU 14通过位置检测电路7确认致动器1的位置，执行伺服计算，并且向VCM 1提供适当的电流。换言之，如图4所示，在寻道控制中，通过粗略控制、稳定控制(settling control)和跟随控制的转换，将磁头移动到目标位置。对于所有这些控制，必须对磁头的当前位置进行检测。
为了如此确认位置，预先将伺服信号记录在磁盘上，如图2中所示。换言之，如图3所示，将表示伺服信号的起始位置的伺服标记、表示轨道号的格雷码、索引信号、以及表示偏移的信号PosA至PosD预先记录在磁盘上。这些信号由磁头读取，并且这些伺服信号被位置检测电路7转换为数字值。
二自由度位置控制系统的第一实施例 图5是表示本发明的位置控制系统的第一实施例的框图，并且是用于进行由图1中的MCU 14执行的抑制扰动的位置控制系统的框图。图6是表示图5的一个变型的框图，图7是表示图5和图6的控制序列的图。
图5示出了使用由图1中的MCU 14执行的当前观测器的二自由度位置控制系统。首先将描述该当前观测器。磁盘装置的致动器是旋转型的。然而，可以将其转换成并表示为式(6)中所示的线性致动器的状态等式。这里，“x”是位置(m)，“v”是速度(m/s)，“u”是电流(安培)，B1是力常数(N/m)，“m”是等效质量(kg)，“u”是输出，而“s”是拉普拉斯(Laplace)算子。
如果采样周期是T(s)，电流的最大值为Imax(安培)，轨道宽度为Lp(m/轨道)，并且将位置的单位转换成轨道，将速度的单位转换成“轨道/采样”，并将电流的单位转换为Imax＝“1”，并且将式(6)表示为数字状态等式，则得到下面的式(7)。
现在，为了估计稳定状态偏置(bias)，假定下面的式(8)，其中稳定状态偏置是常量。这里，“s”是拉普拉斯算子。
sb＝0...(8) 将其转换到数字空间，从而得到下面的式(9)。
b(n+1)＝b(n)...(9) 将下面的式(10)的二次表达式的特征设置为扰动模型。
将式(10)的扰动模型的模拟状态等式表示为下面的式(11)。
将该式(11)转换到数字空间，得到下面的式(12)。
当将式(7)、式(9)和式(12)整合成扩展模型时，得到下面的式(13)。这里，包括了式(9)中的稳定状态偏置和被表示为式(12)中的二次表达式的扰动。
将包括式(13)中的致动器模型以及一个或多个扰动模型的扩展模型简化并表示为式(14)。
通过将式(13)中的矩阵表示为X(n+1)、x(n)、A、B和C来简化式(14)。根据式(14)，将断定的观测器表示为式(15)。
该式是直接被转换成数字表达式的模拟控制观测器的表达式，其中L是状态表达式增益，其包括四个状态估计增益，即，位置、速度、偏置和扰动(因为存在两个扰动，所以在式(13)的情况下是五个状态估计增益)。F是反馈增益，并且包括五个反馈增益。
在该式中，观测位置y(n)未被反映到当前采样的电流输出u(n)。换言之，因为这是预测的观测器格式，所以响应延迟了一个采样。为了补偿这一个采样的延迟，通常使用当前观测器。当前观测器由式(16)表示。这里，y(n)是当前采样的观测位置。
这样，建立了在一个采样中进行一次运算并且改变一次驱动电流的当前观测器。然后，根据该当前观测器，考虑输出延迟来确定当前观测器的结构。如图7所示，以与式(15)相同的方式确定从采样时间n延迟(提前)了Td的时间处的状态变量X，然后，将其表示为下面的式(17)。
X(n+Td/T)＝Ad·X(n)+Bd·u(n-1)...(17) 如果像式(7)那样将式(17)表示为致动器模型，则其被表示为式(18)。在式(18)中，通过将作为时间单位的Td除以采样周期T，来将Td转换成采样计数n。
由下面的式(19)给出始终是常量的稳定状态偏置b。
b(n+Td/T)＝b(n)...(19) 可以根据式(12)以与式(17)和(18)相同的方式对其他扰动模型进行变换。对于这种变换，使用z变换。如果将当前观测器的上述的式(16)与上式组合，则可建立下面的式(20)。
在式(20)中，Xh(n)是当前采样n的估计状态，Xh(n+Td/T)是从当前采样n提前了Td的估计状态。
在式(20)中，确定当前采样n的估计状态Xh(n)，然后基于当前采样n的估计状态Xh(n)和前一采样的输出值u(n-1)来计算考虑延迟的提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)。
这里，为了估计下一采样的状态，通常如式(3)所示，使用当前采样的输出u(n)，但是在该示例(该示例为在一个采样中输出一次的单速率控制)中，在采样时间点不计算u(n)。因此，使用在前一采样中已计算出的输出u(n-1)，并计算提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)。基于所计算出的提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)，来计算当前采样n中的输出u(n)。
对于下一采样的估计状态Xb(n+1)，与式(16)不同，对式(20)使用u(n)和u(n-1)。这里，由下面的式(21)给出式(20)的估计状态Xb(n+1)的位置x(n+1)和速度v(n+1)。
式(21)中u(n)的系数是式(20)中的B1，并且式(21)中u(n-1)的系数是式(20)中的B2。
如果将二自由度控制的前馈添加到式(20)，则得到式(22)。
换言之，与式(20)相比，作为前馈项的(C^T·r(n))被添加到Xh(n+Td/T)的计算中。
在这种情况下，根据传统的二自由度控制的式(2)，将前馈项直接添加到输出u(n)的计算式中。然而，如果这样使用，则在不同的采样时间点从Xh(n+Td/T)减去(C^T·r(n))，这使得计算序列复杂并且使得高速计算困难。此外，状态估计序列变化，从而保持整个系统的稳定性会变得困难。
因此，在相同的采样时间点将前馈项(C^T·r(n))添加到Xh(n)，并且计算在提前状态下的Xh(n+Td/T)。
图5是在将式(22)进行分块表示时的框图。如图5所示，载入当前采样n中的观测位置(位置误差)y(n)，在计算块22中计算在前一采样中估计的当前采样中的预测位置C·Xb(n)与观测位置y(n)之间的差，并且产生估计位置误差er[n]。在乘法块24中将该估计位置误差er[n]乘以估计增益L，以产生校正值。
在加法块26中，将该校正值与当前采样的估计状态Xb[n](例如，预测位置和预测速度)相加。由此，产生了式(22)中的当前采样的估计状态Xh(n)，例如估计位置和估计速度。
在二自由度控制中，在加法块30中计算估计状态(位置)Xh(n)和目标位置轨迹r(n)之间的差值，并在乘法块32中将结果乘以系数矩阵Ad。另一方面，在乘法块36中将输出u(n-1)乘以系数矩阵Bd，并在加法块38中将该结果与乘法块32的结果相加，以计算提前了Td的状态Xh(n+Td/T)。换言之，计算出式(22)的第二个表达式。
然后，在乘法块40中，将状态Xh(n+Td/T)乘以反馈增益F，从而得到式(22)的第三个表达式的输出值u(n)。另一方面，基于当前采样中的估计状态Xh(n)、输出值u(n)、以及被延迟块34延迟的前一采样中的输出值u(n-1)，在乘法块42、44和46以及加法块48中，按式(22)的第四个表达式所示地计算下一采样(n+1)中的估计状态Xb(n+1)。
在延迟块50中延迟下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)，并且在乘法块20中，将延迟块50的输出乘以C，以计算当前采样中的估计位置x(n)。
如上所述，在该用于防止超限的二自由度控制系统中，考虑二自由度控制的输出延迟(驱动放大器、D/A转换器等的计算延迟和硬件延迟)，计算从采样时间点提前了一延迟量的Td的估计状态，然后基于该估计状态计算输出，因此，即使状态在从采样时间点开始的计算期间改变，也可防止输出延迟的影响，因此可以进行高度精确的位置控制，并可防止超限。
此外，在相同的采样时间计算这些二自由度控制项，可以防止计算序列变得复杂，并且可以高速地进行计算。此外，可以遵从状态估计序列，因而可以保持整个系统的稳定性。
图6是表示图5的一个变型的框图。图6中的结构是用于简化式(22)并计算下面的式(23)的当前观测器。
换言之，通过将式(22)的第二个表达式代入第三个表达式而得到式(23)。
在图6中，用相同的标号来表示与图5相同的组成元件，并且将图5中的三个乘法块32、36和40整合成两个乘法块52和54。通过这种结构，可以简化表达式，并可有效地减少计算时间。
二自由度位置控制系统的第二实施例 图8是表示本发明的二自由度控制系统的第二实施例的框图，图9是其操作序列图。图8和图9示出了使用双重多速率控制(doublemulti-rate control)的二自由度控制系统的结构。
如图8和图9所示，多速率控制在一个采样中改变电流两次或三次。改变两次被称为“双重多速率结构”，改变三次被称为“三重多速率结构”。
如图8中的双重多速率结构所示，目标轨迹产生部110基于目标位置r在每个采样中产生采样(n)的目标轨迹r(n)和采样(n+0.5)的目标轨迹r(n+0.5)，并将其发送到控制器114。位置误差计算部112基于目标位置r和受控对象106，根据观测到的当前位置y(观测位置)，计算位置误差y(n)。
控制器114基于第n采样中的目标轨迹r(n)和位置误差y(n)进行二自由度观测器计算，计算受控对象106的驱动命令值u(n)，并驱动受控对象106。此外，控制器114基于采样(n+0.5)中的目标轨迹r(n+0.5)和位置误差y[n]进行二自由度观测器计算，计算受控对象106的驱动命令值u(n+0.5)，并驱动受控对象106。
如图9所示，多速率控制具有用于以单速率估计状态的单速率状态估计以及用于以多速率估计状态的多速率状态估计。在这两种情况下，在一个采样中都要按u(n)和u(n+0.5)计算并改变电流两次。
首先，将描述单速率状态估计的多速率控制。在多速率控制中，在一个采样中将电流输出值输出为u(n)和u(n+0.5)。因此，基本上计算了式(22)两次。换言之，执行了下面的式(24)和式(25)。
换言之，计算第一式(24)来计算输出u(n)和下一状态Xb(n+0.5)。式(24)与式(22)基本相同，但是因为电流在一个采样中改变两次，所以使用u(n-1)和u(n-0.5)来计算Xh(n+Td/T)和Xb(n+0.5)。
如式(25)所示，将采样(n+0.5)的估计状态Xh(n+0.5)假定为式(24)中的估计状态Xb(n+0.5)，并且像式(24)的情况那样，使用目标轨迹r(n+0.5)来计算输出u(n+0.5)和下一状态Xb(n+1)。
这里，式(24)和式(25)中的系数B1、B2和B3取决于添加了延迟的Td与T/2(＝n+0.5)的比较，并且如果Td＜T/2，则由下面的式(26)确定。
另一方面，如果T/2＜Td＜T，则系数B1、B2和B3由下面的式(27)确定。
换言之，式(26)和(27)的u(n)的系数是式(24)和(25)的B1，u(n-0.5)的系数是B2，u(n-1)的系数是B3。因此，如果Td＜T/2，则系数B3为“0”，而如果T/2＜Td，则B1为“0”。
现在将描述多速率状态估计中的多速率控制。在多速率控制中，在一个采样中还输出电流输出值u(n)和u(n+0.5)。因此，在多速率状态估计中，基本上对式(22)也计算两次。换言之，执行下面的式(28)和(29)。
首先，为了计算输出u(n)和下一状态Xb(n+0.5)，对式(28)进行计算。该式(28)与式(22)基本相同，但是电流在一个采样中改变两次，因此使用u(n-1)和u(n-0.5)来计算Xh(n+Td/T)和Xb(n+0.5)。通过(y(n)-C·Xb(n))来单独地估计位置误差e(n)。
如式(29)所示，根据在将式(24)中的e(n)乘以L2时的值，将采样(n+0.5)的估计状态Xh(n+0.5)校正为式(28)中的估计状态Xb(n+0.5)。此外，像式(28)那样，使用目标轨迹r(n+0.5)，来计算输出u(n+0.5)和下一状态Xb(n+1)。
这里，式(28)和式(29)中的系数B1、B2和B3取决于添加了延迟的Td与T/2(＝n+0.5)的比较，并且如果Td＜T/2，则系数B1、B2和B3由式(26)确定，如果T/2＜Td，则系数B1、B2和B3由式(27)确定。
与式(24)和式(25)中的单速率状态估计的差异在于使用在将式(24)中的e(n)乘以L2时的值，将采样(n+0.5)的估计状态Xh(n+0.5)校正为式(28)中的估计状态Xb(n+0.5)，如式(29)所示。这样，就像第一次那样，多速率状态估计使用在采样时观测到的位置误差来校正第二估计状态。
如果将式(28)和式(29)中的Xh(n+Td/T)和Xh(n+0.5+Td/T)代入式(28)和式(29)中的其他表达式，则可将式(28)和式(29)变换成下面的式(30)。
在式(30)中，将式(28)的Xh(n+Td/T)整合到对式(29)的u(n)的计算中，并且将式(29)的Xh(n+0.5+Td/T)整合到对式(29)的u(n+0.5)的计算中。当表达式的数量减少时，计算时间自然减少，并且响应变得更快。
当式(30)中L2为“0”时，这表示在式(24)和式(25)中描述的单速率状态估计式，当L2不为“0”时，这表示多速率状态估计式。
图10是将式(30)进行分块表示的框图。图10的结构基本上是串联连接的两个图6中的结构。如图10所示，载入当前采样n中的观测位置(位置误差)y(n)，在计算块22-1中计算在前一采样中估计的当前采样中的预测位置C·Xb(n)与观测位置y(n)之间的差，以产生估计位置误差er[n]。在乘法块24-1中，将该估计位置误差er[n]乘以估计增益L1，以产生校正值。
在加法块26-1中，将该校正值与当前采样的估计状态Xb[n](例如预测位置和预测速度)相加。由此，产生了式(30)中的当前采样的估计状态Xh(n)，例如估计位置和估计速度。
在二自由度控制中，在加法块30-1中计算估计状态(位置)Xh(n)和目标位置轨迹r(n)之间的差值，并在乘法块52-1中将结果乘以系数矩阵-F·Ad。另一方面，在乘法块54-1a中将输出u(n-1)乘以系数矩阵-F·Bd2，并在乘法块54-1b中将输出u(n-0.5)乘以系数矩阵-F·Bd1。在加法块56-1中将三个乘法块52-1、54-1a和54-1b的输出相加，从而得到式(30)中的第三个表达式的输出值u(n)。
另一方面，在加法块48-1中，按照式(30)中的第四个表达式通过将以下的值相加来计算(n+0.5)中的下一估计状态Xb(n+0.5)在乘法块42-1中将当前采样的估计状态Xh(n)乘以系数矩阵A时的值、在乘法块46-1中将输出值u(n)乘以系数矩阵B1时的值、在乘法块44-1a中将输出值u(n-0.5)乘以系数矩阵B2时的值、以及在乘法块44-1b中将在延迟块34-1中进行了延迟的前一采样的输出值u(n-1)乘以系数矩阵B3时的值。
然后，在乘法块24-2中将在计算块22-1中计算出的估计位置误差er[n]乘以估计增益L2，以产生校正值。在加法块26-1中，将该校正值与当前采样的估计状态Xb[n+0.5](例如预测位置和预测速度)相加。由此，产生了式(30)中的当前采样的估计状态Xh(n+0.5)，例如估计位置和估计速度。
在多速率控制中，在加法块30-2中计算估计状态(位置)Xh(n+0.5)和目标位置轨迹r(n+0.5)之间的差值，并在乘法块52-2中将结果乘以系数矩阵-F·Ad。
另一方面，在乘法块54-2a中将输出u(n-0.5)乘以系数矩阵-F·Bd2，并在乘法块54-2b中将输出u(n)乘以系数矩阵-F·Bd1。在加法块56-6中将三个乘法块52-2、54-2a和54-2b的输出相加，从而得到式(30)中的第六个表达式的输出值u(n+0.5)。
另一方面，在加法块48-2中，按照式(30)中的第七个表达式通过将以下的值相加来计算(n+1)中的下一估计状态Xb(n+1)在乘法块42-2中将当前采样的估计状态Xh(n+0.5)乘以系数矩阵A时的值、在乘法块46-2中将输出值u(n+0.5)乘以系数矩阵B1时的值、在乘法块44-2a中将输出值u(n)乘以系数矩阵B2时的值、以及在乘法块44-2b中将在延迟块34-2中进行了延迟的前一采样的输出值u(n-0.5)乘以系数矩阵B3时的值。
在延迟块50中，下一样本(n+1)的估计状态Xb(n+1)被延迟，并且在乘法块20-1中，将延迟块50的输出乘以C，以计算当前采样的估计位置x(n)。
这样，在该用于防止超限的二自由度控制系统中，考虑二自由度控制输出的输出延迟(驱动放大器、D/A转换器等的计算延迟和硬件延迟)，计算从采样时间点提前了延迟量的Td的估计状态，然后基于该估计状态计算输出，因此，即使状态在从采样时间点开始的计算期间改变，也可防止输出延迟的影响，并可进行高度精确的位置控制，因此可防止超限。
此外，在相同的采样时间计算二自由度控制项，因此可以防止在该多速率控制中计算序列变得复杂，并且可以高速地进行计算。此外，可以遵从状态估计序列，从而可以保持整个系统的稳定性。
在图10的块中，如果将乘法块24-2中的L2设置为“0”，则其变成单速率状态估计的结构，因此图10的结构可用于单速率状态估计和多速率状态估计两者。
二自由度控制系统的第三实施例 现在说明将扰动模型分离时的实施例。将描述在当前观测器中分离致动器模型和扰动模型时的示例。通过实现其中分离了扰动模型的结构，可以容易地添加具有任意扰动抑制特性的扰动模型，而不会影响致动器模型。
因此，可以容易地建立添加了扰动模型的当前观测器，还可容易地将具有期望扰动特性的扰动模型添加到传统的当前观测器中。
通过对式(28)和式(29)的多速率状态估计表达式进行变换，来创建分离了扰动模型的计算式。在式(28)中，将式(28)的状态Xh(n)和Xh(n+Td/T)分离为位置和速度的致动器模型的状态Xh(n)和Xh(n+Td/T)以及扰动模型的状态Dh(n)和Dh(n+Td/T)。由此得到下面的式(31)。
如式(31)所示，以与式(28)相同的方式计算速度和位置的估计状态Xh(n)。这里，L1是位置和速度的估计增益。此外，以相同的方式计算分离的扰动(包括偏置)的估计状态Dh(n)。这里，Ld1是偏置和扰动的估计增益。以相同的方式，针对位置和速度的Xh(n+Td/T)以及扰动的Dh(n+Td/T)，还分别计算提前了Td的状态。
因此，针对速度Xh(n+Td/T)和扰动Dh(n+Td/T)分别计算输出值，其差成为输出值uout(n)。针对位置和速度的Xb(n+0.5)以及扰动的Db(n+0.5)，还分别计算(n+0.5)的下一状态。
以相同的方式，将式(29)中的状态Xh(n+0.5)和Xh(n+0.5+Td/T)分离为位置和速度的致动器模型的状态Xh(n+0.5)和Xh(n+0.5+Td/T)以及扰动模型的状态Dh(n+0.5)和Dh(n+0.5+Td/T)。由此得到下面的式(32)。
如式(32)所示，以与式(28)相同的方式计算速度和位置的估计状态Xh(n+0.5)。这里，L2是位置和速度的估计增益。此外，以相同的方式计算分离的扰动(包括偏置)的估计状态Dh(n+0.5)。这里，Ld2是偏置和扰动的估计增益。
以相同的方式，针对位置和速度的Xh(n+0.5+Td/T)以及扰动的Dh(n+0.5+Td/T)，还分别计算提前了Td的状态。因此，针对速度Xh(n+0.5+Td/T)和扰动Dh(n+0.5+Td/T)分别计算输出值，其差成为输出值uout(n)。针对位置和速度的Xb(n+1)以及扰动的Db(n+1)，还分别计算(n+1)的下一状态。
这样，可以分离并计算扰动模型。如果L2为“0”，则式(32)成为单速率状态估计表达式。式(31)和式(32)具有冗余。为了减少计算时间并防止相位容限的减小，将描述这些式的简化。
在式(31)中，将位置和速度针对输出延迟的Xh(n+Td/T)代入u(n)的表达式，并且将扰动的Dh(n+Td/T)代入uout(n)的表达式，然后得到下面的式(33)。
在式(32)中，以相同的方式将位置和速度针对输出延迟的Xh(n+0.5+Td/T)代入u(n+0.5)的表达式，并且将扰动的Dh(n+0.5+Td/T)代入uout(n+0.5)的表达式，然后得到下面的式(34)。
这样，计算式的数量减少，从而可以减少计算时间。
然后对这些表达式进行整合。换言之，在式(33)和式(34)中，将状态估计计算代入其他表达式，然后得到下面的式(35)。
换言之，在式(35)中，将式(33)中的Xh(n)代入u(n)和Xb(n+0.5)，将Dh(n)代入uout(n)和Db(n+0.5)，将式(34)中的Xh(n+0.5)代入u(n+0.5)和Xb(n+1)，将Dh(n+0.5)代入uout(n+0.5)和Db(n+1)，并对结果进行整合。
式(35)和该形式的式(33)和式(34)便于进行双重或三重多速率控制。换言之，当将输出达到u(n)-Db(n+0.5)的表达式与输出达到u(n+0.5)-Db(n+1)的表达式进行比较时，各状态变量右乘的矩阵变得相同(仅当L1＝L2时)。因此，可以相应地减小用于保存矩阵的存储器。
图11是在对式(35)分块表示时的框图。在图11的结构中，使用图6中的结构两次，对该结构添加了用于扰动的块。如图11所示，通过多速率切换信号Multi来切换开关70和系数乘法块24-3和60。
载入当前采样n中的观测位置(位置误差)y(n)，在计算块22中计算在前一采样中估计的当前采样中的预测位置C·Xb(n)与观测位置y(n)之间的差，以产生估计位置误差er[n]。在乘法块24-3中，将该估计位置误差er[n]乘以估计增益L1或L2，以产生校正值。
在加法块26中，将该校正值与当前采样的估计状态Xb[n](例如预测位置和预测速度)相加。由此，产生了式(35)中的当前采样的估计状态Xh(n)，例如估计位置和估计速度。
在二自由度控制中，在加法块30中计算估计状态(位置)Xh(n)和目标位置轨迹r(n)之间的差，并在乘法块52中将结果乘以系数矩阵-F·Ad。另一方面，在乘法块54-1中将输出u(n-1)乘以系数矩阵-F·Bd2，并在乘法块54-2中将输出u(n-0.5)乘以系数矩阵-F·Bd1。在加法块56-1中将三个乘法块52、54-1和54-2的输出相加，从而得到式(35)中的第二个表达式的输出值u(n)。
另一方面，在加法块48中，按照式(35)中的第四个表达式通过将以下的值相加来计算(n+0.5)中的下一估计状态Xb(n+0.5)在乘法块42中将当前采样的估计状态Xh(n)乘以系数矩阵A时的值、在乘法块46中将输出值u(n)乘以系数矩阵B1时的值、在乘法块44-1中将输出值u(n-0.5)乘以系数矩阵B2时的值、以及在乘法块44-2中将在延迟块34-1和34-2中进行了延迟的前一采样的输出值u(n-1)乘以系数矩阵B3时的值。
然后，在乘法块60中将该估计位置误差er[n]乘以估计扰动增益Ld1或Ld2，以产生校正值。在加法块64中，将该校正值与当前采样的估计扰动状态Db[n]相加。由此，产生了式(35)中的当前采样的估计扰动状态Dh(n)。并且在乘法块66中，将Dh(n)乘以系数矩阵-F·Ad2，并在加法块中将相乘得到的值从u(n)中减去，从而得到uout(n)。
然后，在第二次计算中，通过多速率控制信号来切换开关70以及系数乘法块24-3和60，并且执行相同的操作。
这样，可以通过将估计增益L分离成控制器模型和扰动模型并将反馈增益F分离成控制器模型和扰动模型，来分别设计控制器模型和扰动模型。
此外，可对这些表达式进行整合。在式(35)中，顺序地计算九个表达式，但是关键的是uout(n)、uout(n+0.5)、Xb(n+1)和Db(n+1)。仅在确定这些状态变量时才需要其他状态变量。因此，可以将这九个表达式代入并整合成下面的用于计算uout(n)、uout(n+0.5)、Xb(n+1)和Db(n+1)的式(36)。
在式(36)中，将式(35)的e(n)代入u(n)、uout(n)、Xb(n+0.5)、Db(n+0.5)、u(n+0.5)、uout(n+0.5)、Xb(n+1)和Db(n+1)，并将Xb(n+0.5)和Db(n+0.5)代入u(n+0.5)、uout(n+0.5)、Xb(n+1)和Db(n+1)，从而成为六个表达式，并且对系数进行整合。
这样，可以在必要时整合计算式。
其他实施例 在以上实施例中，使用磁盘装置的读写头定位装置的示例描述了观测器控制，但是可将本发明应用于其他的盘装置，例如光盘装置。虽然考虑了扰动模型，但是还可将本发明应用于不考虑扰动模型时的情况。
使用以上实施例描述了本发明，但是可以在本发明的实质性特征范围内以各种方式对本发明进行修改，并且不应将这些变型排除在本发明的范围之外。
在用于防止超限的二自由度控制系统中，考虑了二自由度控制的输出延迟(驱动放大器、D/A转换器等的计算延迟和硬件延迟)，并且计算从采样时间点提前了延迟量的Td的估计状态，然后基于该估计状态来计算输出，因此即使状态从采样时间点开始的计算期间改变，也可防止输出延迟的影响，并进行高度精确的位置控制，因此可防止超限。
此外，因为在相同的采样时间计算二自由度控制项，所以可以防止计算序列变得复杂，并且可以高速地进行计算。此外，可以遵从状态估计序列，因而可以保持整个系统的稳定性。此外，电流波形变得平滑，这有助于减少介质存储装置的寻道时间和防止超限。
本申请基于2006年9月22日提交的在先日本专利申请No.2006-256604，并要求其优先权，在此通过引用并入其全部内容。
权利要求
1.一种位置控制方法，该位置控制方法用于通过致动器将对象的位置控制到目标位置，所述位置控制方法包括以下步骤
基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置，来计算位置误差；
根据所述位置误差与当前观测器的当前采样的估计位置之间的估计位置误差，来校正当前采样的估计位置；
计算经校正的估计位置与所述当前采样的目标轨迹之间的差；
基于一个采样前的输出值和所述差，来计算从采样时间点提前了预定时间的估计位置；
基于所述提前的估计位置，来计算对所述致动器的输出值；以及
基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值、以及一个采样前的输出值，来计算用于下一输出值计算的估计位置。
2.根据权利要求1所述的位置控制方法，该方法还包括以下步骤
计算用于计算下一输出值的估计位置与当前采样+0.5个采样时的目标轨迹之间的差；
基于0.5个采样前的输出值、所述当前采样的输出值、以及所述差，来计算从采样时间点提前了0.5个采样的估计位置；
基于所述提前的估计位置，来计算对所述致动器的输出值；以及
基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值、0.5个采样前的输出值、以及所计算的输出值，来计算下一采样的估计位置。
3.根据权利要求2所述的位置控制方法，其中，计算所述提前的估计位置的步骤还包括如下步骤使用所述估计位置误差，对用于计算下一输出值的估计位置进行校正。
4.根据权利要求1所述的位置控制方法，该方法还包括如下步骤基于所述目标位置，产生各个采样时间点处的目标轨迹。
5.根据权利要求2所述的位置控制方法，该方法还包括如下步骤基于所述目标位置，产生各个采样时间点与从所述采样时间点提前了0.5个采样的时间点之间的目标轨迹。
6.根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，计算所述位置误差的步骤还包括如下步骤计算从至少读取存储介质中的数据的读写头的输出中获取的当前位置与用于驱动所述致动器并将所述读写头移动到所述存储介质的预定位置的目标位置之间的位置误差。
7.一种介质存储装置，该介质存储装置包括
读写头，用于至少读取存储介质上的数据；
致动器，用于将所述读写头定位到所述存储介质的预定位置；和
控制单元，用于根据所述读写头的目标位置和从所述读写头获取的当前位置来计算位置误差，并计算用于通过当前观测器控制来驱动所述致动器的输出值，
其中，所述控制单元根据所述位置误差与当前观测器的当前采样的估计位置之间的估计位置误差来校正当前采样的估计位置，计算经校正的估计位置与所述当前采样的目标轨迹之间的差，基于一个采样前的输出值和所述差来计算从采样时间点提前了预定时间的估计位置，基于所述提前的估计位置来计算对所述致动器的输出值，并基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值、以及一个采样前的输出值来计算用于下一输出值计算的估计位置。
8.根据权利要求7所述的介质存储装置，其中，所述控制单元计算用于计算下一输出值的估计位置与当前采样+0.5个采样时的目标轨迹之间的差，基于0.5个采样前的输出值、所述当前采样的输出值、以及该差来计算从采样时间点提前了0.5个采样的估计位置，基于所述提前的估计位置来计算对所述致动器的输出值，并且基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值、0.5个采样前的输出值、以及所计算的输出值来计算下一采样的估计位置。
9.根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元使用所述估计位置误差对用于计算下一输出值的估计位置进行校正，以计算所述提前的估计位置。
10.根据权利要求7所述的介质存储装置，其中，所述控制单元基于所述目标位置，产生各个采样时间点处的目标轨迹。
11.根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元基于所述目标位置，产生各个采样时间点与从该采样时间点提前了0.5个采样的时间点之间的目标轨迹。
12.根据权利要求8所述的介质存储装置，该介质存储装置还包括主轴电机，用于使作为所述存储介质的存储盘旋转。
13.一种位置控制装置，该位置控制装置用于通过致动器将对象的位置控制到目标位置，所位置控制述装置包括
基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置来计算位置误差的块；
当前观测器，用于根据所述位置误差与当前采样的估计位置之间的估计位置误差来校正当前采样的估计位置，计算经校正的估计位置与所述当前采样的目标轨迹之间的差，基于一个采样前的输出值和所述差来计算从采样时间点提前了预定时间的估计位置，基于所述提前的估计位置来计算对所述致动器的输出值，并且基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值、以及一个采样前的输出值来计算用于下一输出值计算的估计位置。
14.根据权利要求13所述的位置控制装置，其中，所述当前观测器计算用于计算下一输出值的估计位置与当前采样+0.5个采样时的目标轨迹之间的差，基于0.5个采样前的输出值、所述当前采样的输出值、以及所述差来计算从采样时间点提前了0.5个采样的估计位置，基于所述提前的估计位置来计算对所述致动器的输出值，并且基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值、0.5个采样前的输出值、以及所计算的输出值来计算下一采样的估计位置。
15.根据权利要求14所述的位置控制装置，其中，所述当前观测器使用所述估计位置误差对用于计算下一输出值的估计位置进行校正，以计算所述提前的估计位置。
16.根据权利要求13所述的位置控制装置，该位置控制装置还包括目标轨迹产生块，该目标轨迹产生块基于所述目标位置产生各个采样时间点处的目标轨迹。
17.根据权利要求14所述的位置控制装置，该位置控制装置还包括目标轨迹产生块，该目标轨迹产生块基于所述目标位置产生各个采样时间点与从该采样时间点提前了0.5个采样的时间点之间的目标轨迹。
18.根据权利要求13所述的位置控制装置，其中，用于计算所述位置误差的所述块还包括如下的块，该块基于从至少读取存储介质中的数据的读写头的输出中获取的当前位置与用于通过驱动所述致动器将所述读写头移动到所述存储介质的预定位置的目标位置来计算位置误差。
全文摘要
本发明提供了二自由度位置控制方法和装置以及介质存储装置。在基于用于执行二自由度控制的当前观测器控制的位置控制装置中，防止了由于计算导致的输出延迟所引起的位置精度下降。在用于防止超限的二自由度控制系统中，考虑了二自由度控制的输出延迟(驱动放大器、D/A转换器等的计算延迟和硬件延迟)，并计算从采样时间点提前了的延迟量的Td的估计状态，然后基于该估计状态来计算输出。因此，即使状态在从采样时间点开始的计算期间改变，也可防止输出延迟的影响，并可进行高度精确的位置控制，因此可防止超限。
文档编号G11B21/10GK101149954SQ20071010223
公开日2008年3月26日 申请日期2007年5月8日 优先权日2006年9月22日
发明者高石和彦 申请人:富士通株式会社